以上介绍的直流变换器都是属于不带变压器隔离的变换器。当需要在输入电源与输出负载之间的地(或公共点)进行隔离,或者需要提供多路独立输出电源时,就必须采用带隔离变压器的变换器电路结构,同时利用变压器还能实现电压的调节。带隔离变压器的变换器电路种类很多,通常按输出变压器二次绕组极性接法的不同,可以分为正激式和反激式变换器两种。正激式变换器的一次和二次绕组极性相同,反激式变换器的一次和二次绕组极性相反。正激式变换器常用于100~500W的中等功率的装置中,反激式变换器则常用于50~200W的应用装置中。为了选择合适的变换器拓扑,应用时需要考虑很多因素,如是否经济可行、电磁干扰以及体积和重量等问题。
2.1.4.1 正激式变换器
正激式变换器可以认为是在Buck型变换器中插入隔离变压器后衍变而来的。图2-12、图2-13所示为一种带有一路二次输出的正激式变换器的原理图和主要工作波形。V为开关管(图中以MOSFET为例),VD2为输出整流二极管,VD3为续流二极管,VD1为复位绕组上串联二极管。Lo、Co分别为输出滤波电感和滤波电容。变压器一次、二次绕组匝数分别为Np、Ns,复位绕组匝数为Ni。
图2-12 正激式变换器电路
正激式变换器的连续工作模式可以分为三个阶段:
阶段一(0<t≤DTs):
开关V导通,一次绕组Np的同名端接到输入电压Vd的正极,此时所有变压器绕组的同名端电压极性均为正。变压器的励磁电流iM从零开始线性增加,有
图2-13 正激式变换器电路主要工作波形
一次绕组电流线性增大,二次绕组上电压V2为
整流二极管VD2导通,续流二极管VD3截止,滤波电感电流iL线性增加,其基本工作特性与Buck型变换器开关管V导通时特性一致。复位绕组中二极管VD2反偏截止。在这个阶段,输入能量正向传输给输出电感,因而这种拓扑被称为正激式变换器。从式(2-58)可知,只需改变一次、二次绕组的匝数就可以实现调节输出电压的目的。同时,在正激式变换器中,还可以按负载的要求方便地增加多个二次绕组,以实现多路隔离输出。
阶段二(DTs<t≤(D+D2)Ts):
开关管V在DTs时刻关断,一次绕组中的电流中断,使得一次绕组电压极性反向。此时变压器绕组同名端相对于非同名端极性为负。连接于复位绕组Ni的同名端与输入公共点之间的箝位二极管VD1使得该电压不能降低到它的通态压降(大约1V)之下。此时的变压器通过复位绕组进行磁复位,若忽略箝位二极管VD1的压降,则复位绕组上的电压为-Vd。
假设可以不考虑变压器的漏感,一次绕组上的电压为
二次绕组上的电压为
整流管VD2反向偏置,续流二极管VD3正向偏置,输出电感释放储能满足负载的需要。这个过程也是与Buck型变换器中开关管V关断时工作对应一致的。此时开关管在关断状态承受电压为
如果复位绕组的匝数等于一次绕组的匝数,则一次绕组和复位绕组的电压都等于输入电压Vd。开关管承受的电压为输入电源电压的两倍。
由于二极管VD1导通,输入电源电压Vd反向加在复位绕组上,变压器铁心去磁,一次绕组中储存的能量回馈至输入电源。在时间段D2Ts内满足伏秒平衡条件:
为了防止变压器的磁通由于不断增加导致的磁心饱和现象,必须保证变压器的磁心在下个开关周期开始之前完全复位。因此,对于给定匝比Ni/Np,由式(2-62)可知,开关管的最大占空比Dmax满足
假设复位绕组的匝数等于一次绕组的匝数,那么最大占空比即等于50%。而如果复位绕组的匝数小于一次绕组的匝数,最大占空比就大于50%,但考虑到式(2-61),这时开关管就要承受更大的电压应力。
当满足了磁心复位的伏秒平衡后,二极管VD1关断,变换器进入到阶段三的工作模式。
阶段三((D+D2)Ts<t≤Ts):
在这个阶段,变压器完成了磁复位,绕组中都没有电流,电压也都为零,变换器中只有VD3续流导通,开关管V上电压VVF=Vd。
正激式变换器的电压调整率,可以通过二次侧的输出电感Lo上的伏秒平衡关系得到,即
可以得到输出电压为
可见,正激式变换器的电压调整率与传统的Buck型变换器的相类似。改变正激式变换器的变压器匝数比Ns/Np,还可以调节电压的不同比例,使得这种变换器的输出电压既可以高于也可以低于输入的电源电压,开关管的占空比D可以在一个合理的范围内变化。在实际应用中,占空比通常取值在0.45左右,使得开关管的开关损耗较小。
按照与Buck型变换器相似的分析方法,输出电感电流纹波的峰峰值为
正激式变换器的输出电压纹波值为
可见,除了由变压器匝数比Ns/Np决定的放大系数外,正激式变换器的电感电流纹波和输出电压纹波都与传统的Buck型变换器的非常相似。
与Buck型变换器一样,正激式变换器也可以工作在电流断续模式,电感电流可以回到0,使得二极管VD2、VD3的反向恢复条件都得到改善,也改善了开关管V的开通条件。
以下简要介绍的是双管正激式变换器的工作原理,其原理电路如图2-14所示。
图2-14 双管正激式变换器
图2-14中的功率开关管V1、V2的驱动信号是同步一致的,即在上面分析的阶段一工作区间中,这两个管是同时开通的,在阶段二、阶段三工作区间,它们同时关断。输出侧的工作模式与单管正激式变换器一致,在阶段一工作区间时,VD3正偏导通,能量正向传递给输出侧,电感储能。在阶段二的区间工作时,功率管V1、V2关断,VD1、VD2导通,加在变压器一次绕组的电压变为-Vd,励磁电流以-Vd/LM斜率下降,当励磁电流回到零时,实现了磁心的复位,VD1、VD2反偏截止。在阶段二和阶段三输出端由续流二极管VD4导通。
可见,双管正激式变换器的基本工作过程与单管正激式变换器的绕组Np=Ni时的工作原理是一致的。同样,双管正激式变换器开关管的占空比D<0.5。在电压应力方面,双管正激式变换器中,每个开关管只需要承受电源电压,而单管正激式变换器中,开关管则要承受两倍的电源电压(当Np=Ni时)。此外,与半桥式或全桥式直流变换器相比,双管正激式变换器不存在桥臂直通的危险。(www.xing528.com)
2.1.4.2 反激式变换器
反激式变换器可以认为是在Buck-Boost型变换器中插入隔离变压器后衍变而来的。图2-15所示为一种带有一路二次输出的反激式变换器的原理图,图2-16为电流连续和断续两种工作模式下电路的主要工作波形。
图2-15 反激式变换器电路
当开关管V开通时,由变压器的极性连接可知,输出整流二极管VD反向偏置。在这个时段,输出负载电流由输出电容Co维持。需要注意的是反激式变换器并不需要续流二极管。此时的变压器二次绕组相当于开路,只有一次绕组流过电流,相当于一个电感,若忽略开关管的通态电压降,一次绕组电流按下式线性增长:
图2-16 反激式变换器工作波形
式中,Lp是一次绕组的电感。当开关管关断时,由于磁通不能突变,一次绕组电压极性反相,输出整流二极管VD正偏导通,二次绕组中有电流流过,此时变压器只有二次绕组工作,等效为一个电感。二次绕组电流按下式线性减小:
式中,Ls是二次绕组的电感;v2是二次绕组上的电压。如果在开关周期结束之前,二次绕组的电流已经减小到0,反激式变换器工作在电流断续模式如图2-16b所示,反之则工作在电流连续模式,如图2-16a所示。
(1)变换器工作在电流连续模式
由式(2-68)可得,在Ton时一次电流的峰值Ipmax为
式中,Ton是开关管的导通时间。可以看出,最大输入电流Ipmax与负载的变化无关,由式(2-69)可得,在一个开关周期结束时,is减小到最小值,即为
工作在电流连续模式时,开关管在二次电流下降到0之前再次开通,此电流再次转移到一次侧。一次、二次电流之间的关系由变压器匝数比决定,即
平均输出电流Io为
由图2-16a中v1波形,利用伏秒平衡条件,可得
即反激式变换器在连续工作模式时的平均输出电压vo为
上式在Np/Ns=1时,与Buck-Boost型、Cuk型等变换器工作在电流连续模式时的电压表达式完全一致。可见,反激式变换器具有与它们类似的特性。开关管在截止时承受的电压为输入直流电压加上输出电压映射回绕组一次电压,即
可见,反激式变换器的开关器件承受较高的电压应力,而且在实际应用中,式(2-76)电压还要考虑再叠加上变压器漏电感产生的振荡电压。
开关管导通时,二极管VD承受的电压为
(2)变换器工作在电流断续模式
如果在一个开关周期结束时,二次绕组的电流刚好减小到零,即工作在临界状态,结合式(2-70)、式(2-71)、式(2-73)可知,临界工作状态时的负载电流为
式中,IOC为保证输出电感电流连续的最小负载电流,该值与Vd、Lp、Ts、变压器匝数比和占空比有关。在D=0.5时,有最大值为
即式(2-78)可以改写为
IOC=4IOCmaxD(1-D) (2-80)
可见,电感电流临界连续的边界IOC是IOCmax和D的函数。
由图2-16b所示的v1波形,利用伏秒平衡条件可得
式中,DP=T′off/Ts。同时由图2-16b可得
结合式(2-81)~式(2-83)可得
可见输出电压不仅与D有关,而且还与负载电流Io的大小相关。
与其他变换器拓扑相比,反激式变换器对输出电压的跟踪性能更好,特别是电流断续模式的反激式变换器电路与电流连续模式的相比,响应更快,负载电流或输入电压突变引起的输出电压瞬时尖峰较小,不过电流断续模式的峰值电流更大。
对于多路输出的应用场合,反激式变换器只需要增加二次输出绕组、二极管和电容就能满足要求,易于实现。同时,由于反激式变换器不需要输出电感,可以节约体积和成本。但要注意的是,由于反激式变换器变压器的利用率较低,对变压器的优化设计显得尤为重要。
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