电流型变换器的PWM策略优化

本书中大部分工作都是围绕着电压型电力电子变换器开展的，电压型电力电子变换器的特点是直流侧呈电压源特性、交流侧呈电流源特性。由于目前主要的直流电源都是电压源特性，而以电动机为代表的交流负载都是电流源特性，因此在大部分的工业应用中都采用了电压型电力电子变换器的拓扑结构。本章的6.2和6.3节介绍的并联变换器和多电平变换器也是电压型变换器的拓展，也符合直流侧为电压源、交流侧为电流源的特性。

如第3章所述，与电压型电力电子变换器对应的另一大类拓扑结构是电流型电力电子变换器。图6-42所示为一个典型的三相电流型逆变器驱动负载的示意图。电流型电力电子变换器的特征就是直流侧呈电流源特性而交流侧呈电压源特性。由之前所述，大部分直流电源都是电压源特性，为了满足这一要求，电流型逆变器采用了串联直流电抗器的方式，实现直流侧的电流源特性。而交流侧则增加了三相电容用于实现输出的电压源特性再接入负载。直流侧的电流通过三相桥臂的开关流入负载的交流侧。由于直流侧呈电流源特性，每个桥臂的开关器件不再是电流双向流动的开关单元（开关器件+反并联二极管）而是电流单向流动-电压双向承受的开关单元（开关器件串联二极管）的结构。实现的斩波也是针对电流的斩波，即输出端口实现的是脉冲的电流而不是脉冲电压。

图6-42 典型的电流型变换器与负载

相比广泛应用的电压型变换器，虽然电流型变换器在结构上有更多挑战，但是电流型变换器在工业应用中还是有一席之地的。它有几个独特的优点：首先，大电感的存在使其能够应对直流母线直通的问题，而且电感的可靠性较化学电容为主的电压型变换器母线更高，尤其适用于恶劣环境。在很多应用中都有其优势^[18]。最近十几年被作为研究热点的Z源变换器也是电流型变换器的一种拓展^[19]。本章就典型的电流型变换器的脉宽调制进行PWM方式的介绍。

结构上的变化使电流型变换器的控制更为复杂。图6-43所示为dq坐标下的控制结构。图6-43a所示是电压型变换器的dq坐标下的控制结构：因为输出为电流源模式，因此参考控制变量和反馈都是dq坐标下的电流，经过电流调节器H_id和H_iq之后与交叉解耦变量ωLi_q和ωLi_d相加减后除以直流母线电压得到占空比d_d和d_q。与之对应地，图6-43b所示为电流型变换器的dq坐标下的控制结构：因为输出为电压源模式，因此参考控制变量和反馈都是dq坐标下的电压，经过电压调节器H_vd和H_vq之后与交叉解耦变量ωCv_q和ωCv_d相加减后除以直流母线电流得到占空比d_d和d_q。

图6-43 dq坐标下的控制结构

a）电压型变换器 b）电流型变换器

控制器输出占空比d_d和d_q，需要通过PWM实现合成。电流型变换器的PWM和电压型的有所不同，因为其对应的基本矢量有所不同。图6-44展示了一个典型的三相电流型变换器的开关组合模式：任何一个时刻，正母线p和负母线n都会通过三相开关S_a、S_b和S_c与某一相连接。正母线p和负母线n各有三种选择联通方式。与电压型变换器一共8个开关矢量不同的是，电流型变换器一共会有9个开关矢量，包括三种零矢量，即三个直通状态。表6-1所示为九个矢量和它们对应的电流模式。

图6-44 三相电流型变换器的开关组合[20]

表6-1 三相电流型变换器的开关矢量与对应电压、电流分配[20]

根据表6-1所示的电流矢量组合模式，可以得到九组电流矢量。类似于电压型变换器的标准矢量，将它们从abc坐标转换到αβ坐标下，则

通过式（6-3）所计算得到的电流矢量长度即为电流矢量长度，相角即为矢量所在角度。以表6-1中的aa矢量为例，其计算结果为

按照这种方式得到六个非零电流矢量如图6-45所示。六个非零矢量长度均为，间隔为60°。三个零矢量长度均为零。对于参考电流的合成，与电压型变换器类似，应用相邻两个标准电流矢量I_N与I_N+1合成，通过正弦定理得到对应的作用时间。开关周期内剩余的时间由零矢量补充，最后得到一个开关周期内开关矢量I_N、I_N+1和零矢量的占空比d₁、d₂和d₀，即

以第一扇区为例，两个标准矢量为I₁（ab）和I₂（ac），零矢量为I₀（aa）。根据矢量合成原理，即式（6-5），得到三段占空比d₁、d₂和d₀，按照图6-46的时序发出PWM。(www.xing528.com)

为了实现图6-46的时序，需要使用图6-47所示的载波比较方法。采用幅值由0变化到1的锯齿形载波与两组比较值h₁和h₂比较。第一组比较用于发出宽度为T₁的脉冲，第一组和第二组之间的脉冲用于发出宽度为T₂的脉冲，最后一段为宽度为T₀的脉冲。将这三组脉冲对应到图6-45所示的空间矢量，就实现了对应的PWM信号的发出。

图6-45 电流型变换器的标准空间矢量和参考矢量合成

图6-46 PWM开关顺序示例[20]

图6-47 电流型变换器载波比较实现PWM的原理示例

按照图6-47的比较器，将图6-45的矢量合成方法写在控制器的中断服务程序中，每个中断周期执行一次，完成此开关周期的PWM合成，如图6-48所示。开中断之后，首先计算参考电流矢量的幅值和相位，确定对应的扇区以及扇区中的角度，再根据矢量合成方程式计算得到T₁、T₂和T₀，根据图6-47的比较方法，确定比较值和载波，实现PWM信号的生成并赋值给对应的门极驱动信号，中断就完成了。

图6-49所示为在应用图6-48流程图仿真得到的六组开关管的门极驱动信号。其中取出一个开关周期用虚线展示了三段：第一段中，a相上管导通下管关断，b相下管导通上管关断，c相两管均关断，这样实现了I_ab矢量的输出；第二段中，a相上管导通下管关断，b相在保持上管关断的同时，下管也关断了，c相上管保持关断但是下管导通，系统实现I_ac的矢量输出；第三段中，a相上管保持导通同时下管也导通，形成a相直通状态，而b、c两相上下管均关断，实现I_aa矢量输出。这样就完成了一个典型开关周期的电流PWM。

图6-48 软件中实现电流型变换器PWM的中断流程图

图6-49 利用图6-48实现的仿真结果

图6-50和图6-51对比了电压型变换器和电流型变换器的输出。图6-50对比的是电压型变换器的输出线电压和电流型变换器的输出线电流。可以看出，电流型变换器通过PWM实现了输出线电流的三电平脉冲特性，与电压型变换器的输出线电压是一致的。在这个基础上，通过负载三相电感的滤波，电压型变换器的输出相电流呈现正弦特性，即在平均电流的基础上加上了电流PWM纹波，如图6-51a所示；与此类似，通过负载电容滤波后，电流型变换器的输出相电压也呈正弦特性，在平均电压的基础上叠加了PWM电压纹波，如图6-51b所示。根据图6-51a的电流纹波预测可以设计变开关频率PWM来控制电流纹波，类似地也可以根据图6-51b的电压纹波预测设计变开关频率PWM来控制电流型变换器的电压纹波。

图6-50 仿真对比

a）电压型变换器输出线电压 b）电流型变换器输出线电流

图6-51 仿真对比

a）电压型变换器输出相电流 b）电流型变换器输出相电压