本书之前章节研究的对象主要是最通用的三相两电平电压型变换器。对于三相两电平变换器,每个桥臂的开关状态只有两个,因而可以比较容易地得到开关函数与输出电压的关系,从而得到开关函数与输出电流之间的关系。根据这些关系就能比较容易地设计改进型的PWM策略来控制变换器输出电压、电流的纹波含量,从而改善整个变换器的性能。
三相两电平电压型变换器虽然简单通用,但是也存在相应的局限性。由于开关状态较少,输出的电压自由度也较小。同时,每个器件都必须承受全部直流电压和对应相的所有可能电流,器件的应力大,在高压大容量的应用中有局限性。输出电平变化大也会导致负载电感上的电压应力大、负载侧电流纹波大的问题。而对于应用先进PWM调制策略的场合,两电平电压型变换器可利用的自由度也有限,在改进空间上也有对应的局限性。
最近几十年,交直流变换的电力电子拓扑结构在传统两电平电压型变换器的基础上得到了飞速的发展,诞生了一批在容量、性能和自由度上得到明显改进的新拓扑结构。对应的调制方法和策略也有一系列的成果。本章选取几种有代表性的拓扑结构进行介绍,并在后面章节展开介绍其改进型PWM策略。
图6-1 两种主要的拓扑改进方法
a)并联 b)串联
对于普通三相两电平变换器有两种主要拓扑改进方法:一种是并联型的结构,如图6-1a所示;另一种是串联型的改进,如图6-1b所示。并联型的改进指的是保持输出电平不变,通过并联多个变换器实现功率的增加以及控制自由度的增加,通过桥臂数量的增加实现负载电流的分配,适合大电流的实现;串联型的改进则是维持输出桥臂数不变,通过增加输出电平数来实现功率的增加及控制自由度的增加,通过器件串联数量的增加实现电压的分配,适合高电压的实现。
并联结构中最基本的就是电力电子器件的并联,在逆变器拓扑结构不变的情况下提高系统的电流能力。这种方法需要注意的是器件开通关断等过程中的同步和电流在不同器件中的分配问题。但是在变换器的控制上,采用并联器件的变换器与普通的两电平变换器没有区别。器件的增加也没有改变系统的控制自由度,对于系统的输入输出波形没有改善的空间。因此,更具有研究价值的是逆变器本身的并联。
逆变器的并联方式主要有三种,如图6-2所示。第一种是直接在负载上的并联,如图6-2a所示。这种并联方式是通过多相负载实现的,并联逆变器通过与负载的各相连接,实现在负载上的并联效果。第二种是所谓的开绕组并联,如图6-2b所示。这种并联方式与第一种比较类似,也是通过负载本身实现并联。不同的是采用的仍然是三相负载,通过开绕组的方式双端给每相绕组供电[1,2]。第三种是逆变器通过耦合电感在绕组之外的并联,如图6-3c所示。这种并联方法通过三个耦合电感,将两个并联逆变器的对应相连接,公共端接入三相负载,实现并联的效果[3,4]。
图6-2 三种典型的并联逆变器的拓扑结构
a)多相负载 b)开绕组负载
图6-2 三种典型的并联逆变器的拓扑结构(续)
c)通过耦合电感并联的三相负载
三种并联方式中,前两种有一个共同的问题,就是必须对传统的三相负载(主要是电动机)进行改造才能实现并联。这给普通的三相负载的应用带来很多挑战。而第三种并联方式对于普通三相负载是直接适用的,因此本章中介绍的并联逆变器结构主要采用的是第三种。
类比于并联结构,串联结构中最简单的就是器件的直接串联,在逆变器拓扑结构不变的情况下提高系统的电压能力。这种方法需要注意的是器件开通关断等过程中的同步和电压在不同器件中的分配问题。但是在变换器的控制上,与采用并联器件的变换器类似,采用器件串联的变换器与普通的两电平变换器没有区别。器件的增加也没有改变系统的控制自由度,对于系统的输入输出波形没有改善的空间。更具有研究价值的是逆变器本身的串联,即多电平电力电子变换器。
多电平电力电子变换器在最近30年发展出了多种拓扑结构并成功地应用在高压大容量传动系统中[5]。它们本质上都是通过器件开关的组合,实现输出电压的多电平化以改善输出电能的质量。基于电压型电力电子变换器的基本开关单元,即单桥臂模块,多电平电力电子变换器的结构有了一系列的变化。目前在工业界应用的主要是三种:中点电压钳位型(NPC)、飞跨电容型和H桥级联型[6-9]。
图6-3以三电平为例,展示的是一个典型的中点钳位型的多电平逆变器结构。在这种结构中,直流母线通过两个电容C1和C2连接,稳态情况下中点O1的电位等于直流母线电压的一半。因此在逆变器的直流侧就存在+、-和0三种电平。每个桥臂由四个双向开关和两个钳位二极管组成。每个双向开关管由一个主动开关管与一个反并联二极管组成。以a相为例,当VTa1和VTa2触发导通时,输出端接入正母线;当VTa2与VTa3触发导通时,根据电流流向决定两个钳位二极管如何导通,但是输出端都会接入O1点;当VTa3与VTa4触发导通时,输出端接入负母线。这样就可以通过脉宽调制的方法控制每相输出电压在三电平之间的切换来控制输出电流。
图6-3 中点钳位型三电平逆变器
图6-3是普通的中点钳位型三电平逆变器结构,在此基础上可以增加输出电平实现更多电平的变换器拓扑。另外,钳位二极管可以用主动开关管代替,能够进一步增加控制自由度,有效控制不同器件之间功率损耗的平衡,这就是所谓的有源钳位型多电平变换器。
对于二极管钳位多电平变换器的另一个变化就是所谓的“T形”三电平变换器,如图6-4所示[10]。它是基于普通的两电平变换器结构发展而来的。但是每个输出端子直接通过一个双向开关接到由电容分压得到的直流母线中点。这样,每个输出端都通过三个开关分别接到直流母线的正、负和中点,可以通过开关的组合实现三电平的输出。和二极管钳位的三电平变换器相比,T形三电平变换器概念更加直接。
图6-4 T形三电平变换器结构
当T形三电平变换器的两电平全桥变为二极管全桥时,变换器的双向能量流动能力变为只能单向流动。但是这种拓扑结构仍然可以作为三电平的整流器工作,控制电流波形和功率因数等。这就是著名的维也纳型整流器[11],如图6-5所示。T形变换器和维也纳型整流器都可以归入电力电子器件钳位的多电平变换器中。
图6-5 维也纳型三电平整流器结构
与中点钳位型多电平变换器对应的是电容钳位型多电平电力电子变换器,以飞跨电容型多电平变换器为代表。图6-6所示是一个三电平的飞跨电容式结构。用于中点电压钳位的不再是二极管或者开关管,而是采用一个独立的电容飞跨在S2与S′1之间。每个电容的电压都是一致的,因此通过开关组合,也可以实现输出电压在+、-和0之间切换。通过增加钳位电容的数量,输出电平也可以同步增加。(www.xing528.com)
图6-6 飞跨电容型三电平变换器单桥臂结构
另外一种比较常见的多电平拓扑结构是H桥级联式结构,如图6-7所示。这种结构由若干个H桥变换器级联组成每相的桥臂。每个H桥的输出电压可以有+、-和0(续流)三种模式。这样输出电压就可以通过若干个H桥的电压代数相加得到,实现了多电平的输出。这种结构可以实现模块化,在高压大容量的变频调速产品中广泛得到应用。它的缺点是每个H桥变换器的直流侧需要独立供电控制,因此对整流侧的要求非常严格,成本、体积和重量等也增加了。近些年来在H桥级联式多电平变换器上发展出了新一代模块化多电平变换器(MMC)[12],如图6-8所示。它不需要每个直流母线独立电源供电而是自主实现电压平衡。目前这种结构已经在直流输电和大功率传动领域开始得到应用。
图6-7 H桥级联式多电平结构
多电平的结构较并联型结构有更多的变换,本章主要针对应用最广的三电平电力电子变换器展开调制策略的介绍。
不论是并联变换器还是多电平变换器,都需要匹配一定的脉宽调制方式才能有效地输出电压。在调制方式上和普通的三相两电平变换器类似,也可以分为空间矢量PWM和载波比较PWM两大类。
并联变换器的空间矢量PWM与普通两电平变换器类似,每个并联变换器都有8个开关矢量,六个非零矢量组成一个正六边形,如图6-9所示。由于每个逆变器都有可以独立合成的参考矢量V1∗和V2∗,V1∗和V2∗合成就是输出给负载的电压矢量。另外值得注意的是,两个变换器的合成输出电压如果不一致,也会在两个变换器之间产生电压差,形成环流。环流问题是变换器并联的一个非常值得注意的问题,后续章节还会详细介绍。
图6-8 模块化多电平变换器(MMC)结构
图6-9 分布在两个逆变器中的空间矢量合成
对于图6-2c所示的变换器并联结构,两个变换器对于负载的贡献是一致的,因此两个变换器的空间矢量是一致的。对于变换器并联的另外两种形式:多相变换器(见图6-2a)和开绕组双端供电变换器(见图6-2b),由于变换器对负载的贡献不再一致,空间矢量PWM与普通的三相变换器有所不同。以多相逆变器为例,由于各相之间的空间位置差不再是120°,对应的空间矢量也会有所不同。而且由于自由度的增加,多相变换器合成参考电压的选择也更多。图6-10所示是五相变换器的空间矢量[13]。它分为图6-10a所示的基波平面和图6-10b所示的三次谐波平面。同一开关矢量在基波平面和三次谐波平面的效果是不同的。在合成矢量的时候需要同时求解基波平面和三次谐波平面,才能得到占空比的唯一解。有关多相变换器和开绕组变换器的PWM在本章不再做详细介绍。
图6-10 五相电压型变换器的空间矢量
a)基波平面 b)三次谐波平面
并联变换器的空间矢量PWM也有对应的载波比较PWM。与之前章节介绍过的空间矢量与载波比较PWM的关系是一致的。但是并联变换器存在更多的载波自由度可以利用。这方面的内容将在6.2节介绍。
多电平变换器的空间矢量PWM与普通两电平变换器的空间矢量PWM相比,自由度成指数增加。以三电平变换器为例,每相的输出电压选择从2增加到3,所以三相三电平变换器一共有33=27个开关矢量。根据每桥臂输出电压为正(p)、零(o)和负(n),将这27个开关矢量置于三相空间平面上,如图6-11所示。这些矢量按照等效电压幅值可以分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量四种。其中有部分矢量是重合的,比如poo和onn在输出效果上就是一样的,而三个零矢量ppp、ooo和nnn的输出效果也是一样的。
图6-11 三相三电平变换器的空间矢量
与三相两电平变换器的空间矢量将平面分为6个扇区不同,三电平变换器的空间矢量将平面分为24个扇区。应用SVPWM实现矢量合成的基本原理就是选择参考电压矢量所在扇区的三个临近矢量实现合成。图6-12所示就是一个典型的例子:参考矢量Vref落在了小扇区中,就由相邻三个矢量ppn、pon和ppo/oon通过伏秒平衡合成实现。此时输出电压与参考电压之差是最小的,因此输出电流纹波也是最优的。
图6-12 三电平空间矢量合成
与两电平类似,三电平变换器的空间矢量PWM也有对应的载波比较等效方法。图6-13所示是三电平变换器SVPWM的载波比较实现方法。三相调制函数va∗、vb∗和vc∗与上、下两组三角载波比较。上载波在0~1之间而下载波在-1~0之间。当调制函数处于正半周时,与上载波比较,决定对应相电压输出为正电压或者零;当调制函数处于负半周时,与下载波比较,决定对应相电压输出为零或者负电压。这样的输出相电压就呈现三电平特性,而输出线电压则为五电平结构。可以用第2章相同的方法证明载波比较与空间矢量的一致性,调制函数也可以通过三相正弦调制波加入各种不同的共模调制函数实现不同的PWM方式。
图6-13 载波比较实现三电平SVPWM
以上介绍的主要是电压型电力电子变换器在并联和串联两种途径下的拓扑改变策略。在电力电子变换器的拓扑家族中,与电压型变换器对应的还有电流型电力电子变换器。第3章中的图3-3已经简单介绍了电流型电力电子变换器的拓扑结构,即以直流储能电感代替电容,使直流侧形成电流源特性,每个桥臂由电流单向开关组成,输出方波电流脉冲的结构。本章的6.4节也将这种拓扑结构作为一种复杂拓扑的范例,介绍它的脉宽调制策略。
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