晶闸管控制电压和相角调节器的电路结构优化

第5章中已介绍基于电力电子技术的并联型无功补偿器有两种基本实现途径：①采用晶闸管开关器件，用晶闸管控制并联补偿的电感、电容电流大小；②采用全控型开关器件的变流器构成可控同步电压源，向电网输出补偿电流。这两种技术途径可以不同的形式扩展到串联型电压与相角调节器中。

电压和相角调节分别通过向线路注入同相的电压和正交的电压来实现。采用晶闸管控制变压器输出电压和采用全控型开关管控制变流器这两种方法都可在输电线路中串联注入同相的和正交的可控电压。本节将讨论晶闸管控制的电压与相角调节器电路，随后6.6节中将讨论基于开关变流器型的电压和相位角调节器。

晶闸管控制的电压调节器和相角调节的电路结构是类似的，它究竟是相位角调节器还是电压调节器只由变压器一次绕组电压是电网线电压还是相电压决定，也就是说由晶闸管控制器的输入电压决定了输出的电压是与电网相电压同相的电压还是正交的电压。如图6-45所示如果A相的串联补偿电压ΔV_A其电源变压器原方程绕组N₁接在电网A相上，v_sA=v_A1，串联补偿电压ΔV_A与V_A1同相，则为电压调节器。若变压器原方绕组N₁接在电网线电压上，如，这时串联补偿电压ΔV_A与V_B1C1同相，与V_A1相差90°，则为相角调节器。由于这个原因，我们下面不把它们分开讲述，把它们仅仅当作一个调节器来论述。晶闸管控制的（电压和相角）调节器也被称作晶闸管抽头转换器，类似于传统的机械开关控制的变压器绕组抽头接点改变。

晶闸管抽头转换器可以通过晶闸管相控获得连续的电压控制或离散水平（晶闸管不相控仅作通断电路的开关用）的电压控制。利用晶闸管相控，连续调控输出串联补偿电压的原理电路如图6-44所示。在图6-44中，A相调压或调相变压器的一次绕组N₁接在电网相电压或线电压上，二次绕组N₂的电压V₂₁、V₂₂与N₁的电压同相。SW₁、SW₂是接到二次电压V₂₁，V₂₂的双向晶闸管开关。当SW₁通、断相控时，变压器二次输出电压Δv_A=0-V₂₁，当SW₂通、断相控时，Δv_A=0-V₂₂，因此对SW₁、SW₂进行相控，可使输出电压Δv_A的基波在0～V₂₁或0～V₂₂之间连续改变。如果触发延迟角α=0，晶闸管开关只作电路通、断切换而不相控，这时的输出电压。

晶闸管只作变压器抽头通、断电压转换而不相控，只能输出不同抽头、不连续改变电压的离散控制。原理电路如图6-45～图6-48所示，实现了电压幅值串联补偿（电压调节器）或电压相角补偿（相位调节器）。

1.连续输出型晶闸管抽头控制器

图6-44给出了晶闸管连续控制的内部结构框图。图中晶闸管控制策略是基于检测电压过零点和电流过零点，以此决定任何负荷时的触发延时角α₁、α₂来控制开关管SW₁、SW₂。通常采用闭环控制触发延时角α使调节电压达到所需的电压指令值。图6_-44这个框图只是在概念上进行功能描述，许多所需的辅助功能的复杂电路没有在本图中体现。例如当有谐波成分时，需要精确测量电压、电流的过零点；需要有消除开关管的暂态和干扰产生的谐波分量所需的负载滤波器和软件滤波控制等。

图6-44 晶闸管连续控制的内部结构框图

基于延时角相控的晶闸管电压调节器和相位角调节应用中有两个技术问题：

1）改变晶闸管触发延迟角实现输出电压连续调节，在输出端点会产生电压谐波。在单相系统中，连续电压调节器输出包含所有的奇频谐波分量；在对称的三相系统中，输出含有六脉波的谐波次数（6m±1）（m=1～∞）。如果三相系统不对称，则输出含有的谐波在谐波次数上与单相系统一样，可能有全部奇频谐波分量。

2）输出基频电压的相位相对于电源电压有移动，该相位移与开关管的触发开通角及负荷阻抗角φ有关。

2.离散输出型晶闸管接头切换控制器

采用离散输出型晶闸管接头控制器晶闸管不相控，仅作为通断电路的开关用以接通或者断开电压，代替机械式开关作为电气接头转换器。它不需要复杂的控制电路，同时其输出没有谐波分量和不必要的相位移动。电力系统应用中电路的选择主要取决于装置的性能要求和成本。以下讨论两种可行的电路构造。

一种接头转换结构的简单概念如图6-45b所示。图中，电源变压器有n个二次绕组，每个二次绕组由4个双向晶闸管组成单相桥路向外部连接，与外部连接的工况有正向连接、反向连接和被旁路（短接）隔离三种工况。例如，在图6-45b中，当A、D两个开关同时全通时，输出正向电压v₁₀=v₁；当B、C两个开关同时全通时，输出反向电压v₁₀=-v₁；当A、B或C、D两个开关同时全通时（旁路），则输出电压v₁₀=0。如果有16个单元（n=16），就可产生包括零电压在内的33（16×2+1）级电压。如果串联补偿总电压为V，电流为I，则系统所需的晶闸管开关器件的总容量为64IV/16=4VI。必须注意的是它的调压范围是2V（-V到+V），因而可控的VA范围是晶闸管VA容量的一半。与串、并联无功补偿不同，晶闸管接头转换器只能改变输出的补偿电压而不能提供（或吸收）无功功率。(www.xing528.com)

图6-45 采用相同绕组单元控制非连续输出电平的晶闸管抽头切换器

图6-45b所示的电路结构也存在一些实际缺陷。绕组必须分成n段才能完成所需2n+1个级数调节，还要用4n个额定电压值不高，但电压值相同的晶闸管组。一个主要问题是当n较大时制造有n个小的隔离的相同绕组和绕组有2n根引线结构的变压器非常困难；另一个缺点是现在晶闸管的额定电压值已高达8kV，在低电压系统中，绕组的电压等级低于晶闸管应用中经济上合算的最小电压等级。比如需控制115kV系统的百分之十的电压范围（即11500V），如果要求33级则n=16，因而每个绕组的电压为715V，远远低于现在大功率晶闸管的电压等级（一般为6～8kV）。因此，这种主电路结构的系统实际应用也不经济。

1981年Guth提出了一种方法解决了上述实际问题。该方法采用几何级数增长的变压器绕组电压等级代替相同电压等级绕组变压器，其基本电路结构如图6-46所示。图6-46中各绕组电压按3倍增大，只要有n=3个隔离的二次绕组，第一个二次绕组可输出+V₁（A₁、D₁导通）、-V₁（B₁、C₁导通）和零（A₁、B₁导通或C₁、D₁导通）三个电压，同理第二个二次绕组也可输出+3V₁、-3V₁和零三个电压，第三个二次绕组也可输出+9V₁、-9V₁和零三个电压。由此可组合成总输出电压可为零电压和正负各13级电压共27级电压（电压级数m=3 ⁿ=3³=27级），即0、V₁、2V₁（3-1）、3V₁、4V₁（3+1）、5V₁（9-3-1）、6V₁（9-3）、7V₁（9+1-3）、8V₁（9-1）、9V₁、10V₁（9+1）、11V₁（9+3-1）、12V₁（9+3）、13V₁…，共27级电压。因此要实现级数为27级的电压输出，只需三个二次绕组，简化了变压器制造和接线困难，同时第二、第三个H桥可采用额定电压较高数量不多的晶闸管。晶闸管的容量与前面图6-45的容量相同，都是可控VA范围容量的2倍。如果图6-46中用4个绕组电压比为1∶3∶9∶27的结构，则可将输出电压扩展到m=3 ⁿ=3⁴=81级。这种绕组结构适用于超高压系统。实际应用中的晶闸管控制电压调节器和相角调节器一般采用图6-47和6-48所示的三相电路，采用1∶3∶9绕组结构的变压器装置来提供离散输出控制。图6-47为电压调节器，变压器一次接电网相电压，二次输出电压调控各相电压的数值。图6-48为相角调节器，变压器一次接电网线电压，二次输出电压调节相电压的相角。

图6-46 采用三进制绕组单元控制非连续输出电平的晶闸管抽头切换器

3.晶闸管接头转换器开关管等级的选择

在给定的应用中，变压器接头转换器所需要的开关管数量由工作电压、加在开关管上的暂态电压、工作电流和故障电流共同决定。

图6-47 采用晶闸管抽头切换器（使用三进制绕组单元控制非连续输出电平）的电压调节器

图6-48 采用晶闸管抽头切换器（使用三进制绕组单元控制非连续输出电平）的相角调节器

由于晶闸管器件结点最高温度发生在故障条件下，晶闸管接头转换器中晶闸管所允许的稳态电流等级主要由暂态故障电流的大小选定，晶闸管的浪涌电流额定值是仅需承受一个导通周期的最大故障电流。此外，如果晶闸管作为故障时的断路器件，那么它们承受的是故障期的最大故障电流。它们承受的是整个交流系统电压而不是内部接头间电压，这就大大增加了所需晶闸管的数量。一个比较好的方法是采用常规的电气机械断路器进行故障切除，这时就可以仅以接头间的电压作为晶闸管器件设计要求的电压等级。在这种情况下，在断路器切除故障之前，典型情况下仅4～8个周波期间，晶闸管器件承受故障电流。

晶闸管的电压等级是由暂态振荡电压决定而不是稳态工作电压。暂态电压比（暂态与稳态电压峰值之比）主要由所采用的过电压保护用的金属氧化物避雷器决定，一般设计为2.5倍额定电压。因而，晶闸管的电压等级一般选定为稳态峰值的2.5倍。