全桥与半桥隔离式降压变换器详解

全桥式变压器隔离降压变换器如图7-14（a）所示。图中显示了一个包含中心抽头的二次绕组；该电路常用于产生低输出电压。中心抽头的二次绕组的两端部分可以被看作是独立的绕组，因此，可以把这个电路元件看作是匝数比为1∶n∶n的三绕组变压器。当用图7-1（b）的等效电路模型代替变压器时，就可以得到电路如图7-14（b）所示，其典型波形如图7-15所示。该变换器的输出部分与非隔离Buck变换器相似。

图7-14 全桥式变压器隔离降压变换器

在第1区间t∈[0，DTs]，开关管Q1和Q4导通，变压器初级电压vT=Vg。正向电压使得励磁电流iM(t)以Vg/LM的斜率上升。中间抽头的次级绕组的电压为nVg，以正电位极性标记。因此，二极管VD5正向偏置，VD6反向偏置。电压vs(t)=nVg，输出滤波电感电流i(t)流过二极管VD5。

在第2区间t∈[DTs，Ts]，开关管的开关控制情况可能有好几种。在最常见的方案中，四个开关管都是关断的，因此，变压器电压vT=0。另外，开关管Q2和Q4可以导通，或者Q1和Q3可以导通。在这一区间的任何情况下，二极管VD5和VD6均是正向偏置；每个二极管导通时间大约为输出滤波电感电流变化周期的1/2。

实际上，在第2区间，二极管电流iD5和iD6是输出滤波电感电流和变压器励磁电流的函数。在理想情况下（无励磁电流），变压器使得iD5(t)和iD6(t)在大小上是相等的，如果t)＝0，那么niD5(t)＝niD6(t)。但是两个二极管的电流之和等于输出电感电流。

因此，在第2区间，iD5=iD6=0.5i是真实的。在实际中，由于非零励磁电流的存在，二极管电流与此结果会有些许不同。

图7-14（b）中的理想变压器电流遵从以下原则：

理想变压器的初级电流节点方程为

消除式（7-24）和（7-25）中的i1′（t）可以得到

在第2区间，一般情况下，式（7-26）和（7-23）可描述为变压器绕组电流。根据式（7-23），励磁电流iM(t)可能通过初级和次级绕组的其中一个绕组，或者划分给所有这三个绕组。而如何划分电流要取决于导通开关管和二极管的i-v特性。在i1=0的情况下，根据式（7-23）和（7-26）可得到

假设iM<<ni，则iD5和iD6均接近为0.5i。

下一个开关周期t∈[Ts，2Ts]，除了用相反极性的电压激发变压器外，其他可用类似的方式进行分析。在t∈[Ts，Ts＋DTs]区段，开关管Q2、Q3和二极管VD6导通。所用变压器初级电压vT＝－Vg，这使得励磁电流以－Vg/LM的斜率下降。电压vs(t)=nVg，输出电感电流i(t)通过二极管VD6。在t∈[D+Ts，2Ts]区段，二极管VD5和VD6再次导通，其状况类似于之前区间2所述。可以看出，输出滤波器元件的开关纹波频率fs=1/Ts。然而，变压器的波形有0.5fs的频率波动。

根据电感伏秒平衡原理在励磁电感中的应用，当变换器运行在稳态情况下时，变压器电压vT(t)的平均值为零。在第一个开关周期，正伏秒电压施加到变压器上，近似等于

在下一个开关周期，负伏秒应用到变压器上，则近似等于(www.xing528.com)

净伏秒，也就是等式（7-28）、（7-29）之和应该为零。虽然全桥电路使得该结果更接近真实，但在实践中仍然存在不平衡，例如开关管的正向电压压降或开关管的开关时间的微小差异，所以〈vT〉很小但是不为零。因此，在每两个开关周期中，存在一个净增加的励磁电流的数值。这种增加可能会导致开关管的正向电压压降发生变化，这样小的不平衡可以得到补偿。然而，如果这种不平衡太大，那么励磁电流会变得足够大使得变压器饱和。

在稳态条件下，变压器饱和可以通过放置一个与变压器初级串联的电容器来避免。然后这种不平衡在电容两端产生一个直流电压分量，而不是作用在初级变压器。当采用电流控制时，串联电容可以省略。

通过伏秒平衡原理在输出滤波电感L上的应用，直流负载电压等于直流分量vs（t）

通过查阅图7-15中的vs(t)波形，<vs>=nDVg。因此

所以在降压变换器中，输出电压可以由开关管的占空比D控制。一个额外的电压增加或减少可以通过变压器匝数比n获得。式（7-31）在连续导通模式下才是有效的；在非隔离降压变换器中，全桥和半桥变换器在轻载时会进入断续模式。该变换器基本上可以工作在整个占空比范围内，即0≤D<1。

图7-15 全桥式变压器隔离降压变换器波形

开关管Q1和Q2不能同时导通，否则将使直流电源Vg短路而导致工作效率低、损坏开关管。如果有必要的话，一个开关管的关断和下一个开关管的导通之间引入一个死区以防止重叠导通。二极管VD1～VD4可以使开关管的尖峰电压钳位在直流输入电压Vg上，而且轻载时可以为变压器励磁电流提供一个通路。全桥电路中的开关管的详细情况将在后面的章节中结合零电压开关情况进一步讨论。

全桥结构通常用于功率大于750 W的大功率开关电源。全桥结构一般不应用在低功率等级上，因为其元器件较多——四个开关管及与其相关的驱动电路都是必需的。全桥结构的变压器体积小，其利用率也很好。特别是，由于变压器的励磁电流可正可负，使得变压器磁芯的利用率很好。因此，在整个磁滞回路中都可以使用。然而，在实际中，磁通量受到了铁损的限制。虽然变压器初级绕组能够有效利用，但是有中间抽头的次级绕组却不能，因为有中间抽头的每部分绕组的功率转换仅仅发生在开关周期的交替转换时刻。因此，在第2区间，次级绕组电流会引起绕组的功率损耗，无法给负载传递能量。有关全桥结构的变压器设计将在后面的章节中详细讨论。

半桥式变压器隔离降压变换器如图7-16所示，典型波形如图7-17所示。该电路除了用大容量电容Ca和Cb代替了Q3和Q4及其反并联二极管之外，与图7-14（a）中的全桥电路结构类似。根据变压器励磁电感的伏秒平衡原理，电容Cb的直流电压等于晶体管Q2两端的直流电压分量，即为0.5Vg。当开关管Q1导通时，变压器一次侧电压vT(t)变为0.5Vg，当开关管Q2导通时，变压器一次侧电压vT(t)变为－0.5Vg。电压vT（t）是全桥结构的一半，由此输出电压降低了50%，即

输出电压降低的50%可以通过两倍的变压器匝数比n来补偿。但是，这使得开关管承受的电流加倍。

图7-16 半桥式变压器隔离降压变换器

图7-17 半桥式变压器隔离降压变换器波形

所以，半桥电路结构只需要两个开关管，但是这两个开关管必须要能承受比全桥电路大两倍的电流。因此，半桥结构一般应用在低功率等级场合，因为其开关管有足够的额定电流，而且零件数低也是很重要的。变压器铁心和绕组的利用率基本与全桥一样，开关管的峰值电压被二极管VD1和VD2钳位为直流输入电压Vg。如果需要的话，亦可以省略电容Ca。半桥变换器一般不采用电流控制。