多电平输出的单个变流器：二极管钳位和电容分压技术

单个变流电路多电平输出有两类：二极管钳位多电平电路和飞跨电容分压型多电平电路。

在如图2-30所示全控开关管一相（半桥）二电平变流电路中，输出电压V_ao对负载L、R供电，S₁导通时（S₂阻断），v_ao=V_d/2；S₂导电（S₁阻断）时，v_ao=-V_d/2，输出电压v_ao只能是脉宽180°的两电平（+V_d/2，-V_d/2）方波，或v_ao只能是幅值为V_d/2和-V_d/2的两电平高频双极性PWM脉波。

图2-30 一相半桥二电平电路及波形

为了使采用图2-30一相（半桥）全控型开关管的变流电路能成为三电平的变流电路，使其输出电压为图2-31b和图2-31c所示的三电平（V_d/2，0，-V_d/2）波形，可采用图2-31a所示的二极管钳位型一相（半桥）三电平变流电路或图2-35a所示飞跨电容型三电平变流电路。图2-32、图2-36分别为采用8个全控型开关管的二极管钳位五电平变流电路和飞跨电容五电平变流电路，图中都采用了8个全控型开关管（开关管数n=8）都可实现五电平输出电压，电平数m=5（m=n/2+1=5），二极管钳位和飞跨电容是已得到实际应用的两类多电平拓扑结构的变流电路。

图2-31 一相（半桥）二极管钳位型三电平电路及波形

图2-32 二极管钳位型五电平电路一相电路及波形

（1）二极管钳位多电平DC-AC变流器电路（Diode-Clamped Multilevel Converter）

1980年A.Nabac等人提出了如图2-31a所示一相（半桥）四个主控型开关管（S₁～S₄）、两个钳位二极管（VD₅、VD₆）的二极管钳位型三电平变流器电路。图中，当S₁、S₂导通（S₃、S₄阻断）时，v_ao=V_d/2；当S₃、S₄导通（S₁、S₂阻断）时，v_ao=-V_d/2；当S₂、S₃导通（S₁、S₄阻断）时，无论电流i为正值（i从α点流入L、R，再从O点流经VD₅、S₂形成回路，使v_ao=0），或i为负值（-i从O点经L、R流至α点，再经S₃、VD₆流回O点形成回路使v_ao=0），都由钳位二极管VD₅（VD₆）将α点钳位到C₁、C₂之间的O点，使v_ao=0，因此这种一相（半桥）电路的输出也能获得零电位v_ao=0，故称之为二极管钳位三电平（V_d/2，0，-V_d/2）电路。

图2-32为有n=8个全控型开关管的二极管钳位五电平电路（电平数m=n/2+1=5），靠钳位二极管（VD₁₁、VD₁₂、VD₁₃、VD₁₄、VD₂₁、VD₂₂、VD₂₃、VD₂₄、VD₃₁、VD₃₂、VD₃₃、VD₃₄）的钳位作用得到五种电平输出：+V_d/2、+V_d/4、0、-V_d/4、-V_d/2。例如：

①当S₁、S₂、S₃、S4导通，S₅、S₆、S₇、S₈阻断时，v_ao=V_po=Vd/2。

②当S₈、S₅、S₆、S₇导通，S₁、S₂、S₃、S₄阻断时，v_ao=V_po=-V_d/2。

③当S₂、S₃、S₄、S₅导通，S₁、S₆、S₇、S₈阻断时，α点被钳位到E点，因为：

若i为正值，E点经VD₁₁、S₂、S₃、S₄到α点，再经LR到O点，使v_ao=V_Eo=V_d/4；

若i为负值，则负值电流（-i）由α点经S₅、VD₁₄、VD₁₃、VD₁₂到E点使v_ao=V_Eo=V_d/4。

④当S₄、S₅、S₆、S₇导通，S₁、S₂、S₃、S₈阻断时，α点被钳位到F点，因为：

若i为正值，正电流i从F点经VD₃₃、VD₃₂、VD₃₁、S₄到α点，再经L、R到O点，使v_ao=V_Fo=-V_d/4；

若i为负值，则负值电流（-i）由α点经S₅、S₆、S₇、VD₃₄到F点，使v_ao=V_Fo=-V_d/4。

⑤当S₃、S₄、S₅、S₆导通，S₁、S₂、S₇、S₈阻断时，α点被钳位到O点，因为：

若i为正值，+i从电源O点经VD₂₂、VD₂₁、S₃、S₄到α点，再经L、R到O点，使v_ao=0；

若i为负值，-i从输出端α点经S₅、S₆、VD₂₄、VD₂₃到电源O点使v_ao=0。

图2-32中，由于E、6两点和F、4两点间要阻断3V_dc/4电压，故用三个钳位二极管串联，而O、7两点和O、3两点间要用二个二极管串联（每个二极管均分V_dc/4）。

图2-33a是一种实用的三相三电平中点钳位式DC-AC变流器电路结构。变流器每相桥臂有4个半导体电力开关管S₁、S₂、S₃、S₄，四个续流二极管VD₁～VD₄和2个钳位二极管VD₅～VD₆。三相桥两电平逆变器每个桥臂只有两个开关器件，每个桥臂只有两种状态：例如A相桥臂，上管导通、下管截止时称为1态，这时A桥臂的开关变量S_a=1；下管导通、上管截止称为零态，S_a=0。而图2-33a的三电平变流器每桥臂有4个开关器件，每相桥臂有三种开关状态，若用S_a、S_b、S_c表示A、B、C各桥臂的三种开关状态，则S_a、S_b、S_c应是三态开关变量，每相桥臂的三种开关状态分别称为零态、1态和2态。

用变量S_a表示A相桥臂开关状态：

若S₁、S₂关断，S₃、S₄导通，如图2-33b所示，定义这种状态为零态，S_a=0；

若S₁、S₄关断，S₂、S₃导通，如图2-33c所示，定义这种状态为1态，S_a=1；

若S₁、S₂导通，S₃、S₄关断，如图2-33d所示，定义这种状态为2态，S_a=2；

①0态，S_a=0说明：S₁、S₂阻断、S₃、S₄导通。在图2-33b中，当i_A为正值时，电流i_A从电源负端Q经VD₄、VD₃流入负载A点；当电流i_A为负值时，电流i_A从A端经S₃、S₄流至Q端，因此，无论i_A为何值，A端都接到Q点，故v_AO=v_QO=-V_D/2，这时S₄（VD₄）虽导通，但VD₆防止了（阻断）电容C₂被开关器件S₄（VD₄）短接。

②1态，S_a=1说明：S₁、S₄阻断、S₂、S₃导通。在图2-33c中，当i_A为正值时，电流i_A从O点经VD₅、S₂流至负载A点；当i_A为负值时，电流i_A从A端经S₃、VD₆流至O点，因此，无论i_A为何值，A点都接至O点，故v_AO=0。

③2态，S_a=2说明：S₁、S₂导通、S₃、S₄阻断。在图2-33d中，当i_A为正值时，电流i_A从P点经S₁、S₂流至负载A点；当i_A为负值时，电流i_A从A点经VD₂、VD₁流至P点，因此，无论i_A为何值，A点都接至P点，故v_AO=v_PO=+V_D/2，这时S₁（VD₁）导通，但VD₅防止了（阻断）电容C₁被开关器件S₁（VD₁）短接。

由图2-33b～图2-33d的说明可知，A相输出端A对电源中点O的电压v_AO可以用A相开关变量S_a结合输入直流电压V_D来表示，即

v_AO=（S_a-1）V_D/2 （2-126）

S_a为0，1，2时，有

v_AO=-V_D/2，0，+V_D/2

同理变流器输出B相对电源中点O的电压为

v_BO=（S_b^-1）V_D/2 （2-127）

变流器输出C相对电源中点O的电压为

v_CO=（S_c-1）V_D/2 （2-128）

输出线电压可表示为

故有

由图2-33a可知线电压关系为v_AB=v_AN-v_BN、v_BC=v_BN-v_CN、v_CA=v_CN-v_AN和v_AN+v_BN+v_CN=0，那么变流器三相输出端对星形联结的负载中点N的相电压可表示为

A、B、C每相桥臂都有三种开关状态S_a=0、1、2；S_b=0、1、2；S_c=0、1、2，故整个三相三电平变流器共有3³=27种开关状态。变流器的每一种开关状态（S_aS_bS_c）都对应一组确定的v_AO、v_BO、v_CO，从而对应于一个确定的电压空间矢量，因此三电平三相变流器共有27个开关状态的特定空间电压矢量、、、…、，如图2-34a所示。定义矢量（S_aS_bS_c）的为（000），为（001），为（002），为（010），为（011），为（012），为（020），为（021），为（022），为（100），为（101），为（102），为（110），为（111），为（112），为（120），为（121），为（122），为（200），为（201），为（202），为（210），为（211），为（212），为（220），为（221），为（222）。其中矢量对应的开关状态为S_a=S_b=S_c=0，这时三相输出端A、B、C被短接，无输出电压。(www.xing528.com)

图2-33 中点钳位三相三电平DC-AC变流电路

同理矢量的开关状态为S_a=S_b=S_c=1，A、B、C被短接，无输出电压。

同理矢量的开关状态S_a=S_b=S_c=2，A、B、C被短接，无输出电压。

在、、这三种开关状态时，三相变流器无输出电压，故、、为三个零矢量，其他24个矢量为非零矢量。以图2-34b的V₂₀（202）为例，这时S_a=2，表示A相桥S₁、S₂导通，使A点接到正端P点，v_AO=+V_D/2；S_b=0表示B相桥S₃、S₄导通，使B点接到负端Q点，v_BO=-V_D/2；S_c=2表示C相桥S₁、S₂导通，使C点接到正端P点，v_CO=+V_D/2。由此得到V₂₀（202）开关状态时的三相电路图2-34b对应矢量在ωt=-60处。这时，由图2-34b或由式（2-130）、式（2-131）都可得到：v_AB=+V_D；v_BC=-V_D；v_CA=0。负载相电压瞬时值v_AN=V_D/3，v_BN=-2V_D/3，v_CN=V_D/3，v_AN，v_BN，v_CN也正是矢量在A、B、C轴上的投影，即

图2-34 中点钳位三相三电平DC/AC变流器电压空间矢量和波形图

因此，三相负载相电压瞬时值是幅值为2V_d/3、相角为ωt=-60°的矢量V·₂₀（V·₂₀幅值为2V_D/3）在A、B、C轴上的投影，如图2-34a所示。

类似地，由不同的S_a、S_b、S_c组合值可以求出其他开关状态所对应的电压空间矢量，以及各电压矢量所相对应的相电压、线电压及负载相电压v_AN，v_BN，v_CN。如图2-34c所示的，对应矢量在ωt=-30°处，v_AN=V_d/2和图2-34d所示的（对应矢量在ωt=0处，v_AN=2V_D/3）。图2-34g给出了三相三电平变流器按三相开关状态的以下顺序依序周期运行，且每一状态持续时间为1/12周期（30°）时的开关变量及输出电压波形。这里只选用了12个开关状态，对其他的开关状态以及每个开关状态持续时间不是1/12周期（30°）时可类似地分析得到等效矢量及其相应的电压波形。

图2-34a中，如果电压矢量幅值为六边形的中矢量长度矢量轨迹为圆周，则三电平变流器线电压基波幅值与直流电压V_D之比值为，低于两电平逆变器的比值=1.1（三相桥变流器交流线电压为幅值为V_D的120°方波，由式（2-35）线电压基波幅值与VD比值为，但三电平变流器输出电压波形的正弦性明显要好得多。图2-34a将正六边形分为12个各30°的相区，每个相区两边都有4个非零矢量，对应4种开关状态，实际运行中，根据所需求的空间电压矢量所在的相区位置及的幅值V∗和相位θ∗的大小，从4个可选的非零矢量及零矢量中，选用合适的某几个矢量（对应相应的开关状态）组合，精心安排在一个开关周期T_s中这几个矢量的顺序及每个矢量存在的时间（即每个矢量对应的开关状态存在的时间），即可合成该开关周期T_s中的等效矢量，并可获得运行要求所需的输出电压。在不太高的开关频率下，对开关器件通、断控制也能获得较好的输出波形。对三电平变流器在30°相区内设置多个开关周期采用适当的PWM控制还可以进一步提高波形质量。此外，在三电平变流器中，直流电压V_D由两个开关器件分担，分压电容C₁、C2的电压各为V_D/2，钳位二极管VD₅、VD₆把每个开关器件的端电压限制到不超过V_D/2，所以相对于两电平变流器而言，三电平变流器开关器件的额定电压值可以低一倍，或者同样额定电压值的开关器件用于三电平变流器时直流电压可以高一倍，因而输出功率也可大一倍。所以多电平变流器尤其适合大功率、高电压场合。当然三电平变流器所用半导体开关器件较多是一个缺点，例如：上述的一台三相三电平变流器要用到30个开关器件（包括18个二极管），而一台三相两电平变流器只需12个开关器件（包括6个二极管）。此外三电平变流器的控制也比较困难。

由图2-33a所示三相DC-AC三电平变流器得到的27个矢量可分为四类：

1）3个零矢量、、；

2）6个长矢量，幅值为2V_D/3=0.666V_D（、、、、、）；

3）6个中矢量幅值为、、、、、；

4）12个短矢量幅值为V_D/3=0.333V_D（，，，，，。

除三个零矢量外，其他24个为非零矢量。相区①的边界长矢量为，中矢量为，短矢量为、，、、的相位为零，的相位为30°。当三相开关状态从（200）变为（210）时，即仅B相从0态变为1态时，三相变流器的空间矢量从跳变为，v_AN，v_BN，v_CN的变化如图2-34g的波形所示。电压空间矢量的幅值从2V_D/3突变为，同时其相位也从0°（与A轴同相）突变为ωt=30°，所以实际运行中变流器输出的相电压不可能是瞬时值随时间正弦变化的纯正弦波，而是阶梯波。

如果要求变流器运行中某时刻其输出电压的空间矢量为（幅值为V^∗，相位为θ^∗），例如要求为处于图2-34a中第一个30°相区1中相位角为θ∗的矢量，这时邻近的矢量为、、及，无论仅采用那一个开关状态都不能直接获得矢量。为了得到一个等效的矢量，可首先判断所要求的处于哪个30°相区，如果V·∗处于相区1，则可在一个开关周期T_S内，用相区1两边的某两个非零矢量和某个零矢量共同产生一个等效的。例如，若要求三变流器输出电压矢量在第一扇区（ωt=0→30°）内，要求其相位为θ∗，如图2-34a中的矢量。在一个开关周期Ts中，若要求的V^∗数值较大则可由相区1边界的两个非零开关和与零矢量共同作用产生等效的矢量。若存在的时间为T_x，存在的时间为T_y。

在T_x期间产生方向的电压矢量为

在T_y期间产生方向的电压矢量为

由图2-34a平行的四边形OERF中三角形的边、角关系可得

由式（2-132）～式（2-134）可得

所以，零矢量V₀（000）或、或存在的时间为

T₀=T_S-（T_x+T_y） （2-137）

已知T_S、T_D，对任意给定的电压指令矢量V^∗∠θ^∗，可由式（2-135）、式（2-136）求出的开关状态存在时间T_x和的开关状态存在时间T_y，再加任一零矢量或或的存在时间T₀（T₀+T_x+T_y=T_S）。在一个开关周期T_S中三个矢量共同作用，在该开关周期T_S中即可产生等效的空间矢量就是。若变流器输出电压频率为f=50Hz，一个周期（360°）为20ms时，将30°的相区均分为三个开关周期，则T_S=20/（12×3）ms=0.555ms，开关频率f_k=50×12×3kHz=1.8kHz。若直流电压V_D=400V，要求空间电压矢量幅值为230V，则在图2-34a中，长空间电压矢量幅值V₁₈=266.6V，中矢量幅值V₂₁=231V，短矢量幅值V₉=133.3V；若要求输出电压空间矢量幅值（即A、B、C三相相电压幅值）为V∗=230V，在θ∗=10°时，由于开关周期T_S=0.555ms，由式（2-135）、式（2-136）、式（2-137）得到，T_x=0.346T_S=0.192ms，T_y=0.59T_S=0.327ms，零矢量开关状态的时间T0=T_S-T_x-T_y=0.064T_S=0.035ms，产生的电压矢量幅值OE=79.86V，产生的电压矢量幅值OF=157V，，V∗=230V。如果要求变流器在V∗恒定为230V稳定运行，则电压空间矢量以ω恒速旋转，其轨迹近似为直径为V∗的圆周，三相相电压v_AN、v_BN、vCN为相差120°、幅值为V∗的正弦波，即三相电压正是指令矢量V∗以角频率ω旋转时在A、B、C轴上的投影。若指令电压改变，则矢量的幅值改变，其终点轨迹仍为图2-34a中大六边形内以为半径的圆周。

（2）飞跨电容型多电平变流器电路（Flying Capacitor Multilevel Converter）

在图2-35a中，S₁、S₂导通，S₃、S₄阻断时，S₃、S₄各承担V_d/2电压，C₃跨接在S₃两端有

v_C3=V_d/2，v_ao=V_po=V_d/2

S₃、S₄导通，S₁、S2阻断时，S₁、S₂各承担V_d/2电压，C₃跨接在S₂两端，有

v_C3=V_d/2，v_ao=V_No=-V_d/2

S₁、S3导通，S₂、S4阻断时，S₂、S₄各承担V_d/2电压，C₃跨接在S₂两端，v_C3≐V_d/2，若i_a为正值（i_α从α点流入R、L），则i_α从P点（V_p=V_d/2）经S₁流入C₃（C₃充电，V_c3上升），经VD₃至α点，v_ao=V_p-V_c3=V_d/2-V_c3≈0；

S₂、S4导通，S₁、S₃阻断时，S₁、S₃各承担V_d/2电压，C₃跨接在S₃两端，v_C3≐V_d/2，若i_a为正值，则i_α从α点流经R、L到O点，再经C₂、N、F点，经C₃（放电）至α点，v_ao=V_c3+V_NO=V_c3-V_oN=V_c3-V_d/2=V_d/2-V_d/2≐0。

因此，若i_α为正时，令S₁、S₃导通（S₂、S₄阻断）将使C₃充电，V_c3在V_d/2附近上升；若i_α为正时，令S₂、S₄导通（S₁、S₃阻断）将使C₃放电，V_c3在V_d/2附近下降。

类似地分析得知：若i_α为负时，令S₁、S₃导通（S₂、S₄阻断）将使C₃放电，V_c3在V_d/2附近下降；若i_α为负时，令S₂、S₄导通（S₁、S₃阻断）将使C₃充电，V_c3在V_d/2附近上升。

所以，无论电流i_α为正值或负值，只要控制S₁、S₃或S₂、S₄同时开通的时间，就可使钳位电容C₃的电压被控到v_C3=V_d/2，使输出电压v_ao≐0，使三电平电路中获得零电压输出。

图2-35 飞跨电容型三电平电路及波形

图2-36 飞跨电容型五电平电路基本电路及波形

1992年T.A.Megnard等人提出了图2-36所示由8个全控型开关管组成的一相（半桥）飞跨电容型五电平变流器电路，图中C₁、C₂、C₃为钳位电容，每个电容都有相同的容值和电压（V_c3=V_c2=V_c1=V_d/4），C₄为直流分压电容，V_C4=V_d/4。由图中可见，与二极管钳位型多电平电路不同，这种电路是采用跨接在串联开关器件之间的串联电容实现输出电压钳位的。表2-5为其开关状态表，表中如果某开关器件S_X=1表示开该关管S_X处于导通状态，S_X=0表示开关管S_X处于阻断状态。由此表可以看出，8个开关的开关电路有4种开关状态组合都可获得输出V_ao=V_dc/4和V_ao=-V_dc/4，有6种开关状态都可获得输出电压V_ao=0，因此该电路的输出电压合成可选择性更多，为飞跨电容电压平衡的调控提供了更大的灵活性和可控性。图2-35、图2-36所示电路只是单相输出，用三个相同的电路可以构成三相飞跨电容三电平和五电平变流器电路。

表2-5 飞跨电容型五电平变换电路输出电压与开关状态之间的关系