用三高一小的FAN4803绿色开关电源设计优化

FAN4803具有“三高一小”的功能特点，所谓“三高一小”是高效率、高功率因数和高可靠性，电源的体积小。要满足这些性能要求，必须有可靠的制造工艺，容易采购的性能较好的元器件，同时还要有良好的电路拓扑。FAN4803是一种启动电流和工作电流都很低的开关电源，它可用于功率因数校正和脉宽控制调节的开关电源，电路原理如图4-3所示。

1.FAN4803电路特点

1）有先进的输入电流整形技术以及低电流启动，空载和待机时低电流运行。一般开关电源由于电路设计和印制电路板（PCB）的布局和走线等问题，电路输入电流脉冲往往呈现出带有“毛刺”异波形去触发功率开关管，开关管经放大去驱动高频振荡变压器，这样必然给变压器增加振荡电压的峰值和反馈漏流的利用，势必给电路造成电能传输不能连续，传输功率失衡，轻则加大了损耗，重则电路无法工作。本电路依据电路动态运行状况和输入输出参量的变化，实时地对输入电流脉冲进行整治，使每个输入电流脉冲形成完整有序地传递并成为真正的矩形波。电流整形技术与FAN4803的内部结构有关，见图4-4。FAN4803芯片内部设有误差放大器和电路外部的瞬态误差补偿，为电路提供低电流启动和低电流运行创造了有利条件。

2）平均电流进行功率因数校正控制是FAN4803又一个特点，它采用脉冲前沿调制，这种调制方式使PFC的直流输出电容器的脉动电流减到最小，使PFC控制电路的调制电容容量选用减小，而且容抗降低，对整个控制电路起到优化作用。

3）PFC和PWM的双路均采用脉冲前沿调制和脉冲后沿调制，这种双路控制的优点只需要一个时钟控制脉冲，这样把开关管的瞬时“空载”的时间缩到最短，而使开关管在工作期间所产生的脉冲电压大大降低，也使得PFC的输出纹波电压减少，从本质上减少了PFC输出高压对电容器和整个电路的损耗，这就是所谓同步开关控制技术的优点。由于体积小，电路适用于适配器、笔记本电脑等的电源。

图4-3 先进的“三高一小”FAN4803绿色开关电源

4）FAN4803具有过电压、欠电压和降低输出的保护功能，电路在控制周期有峰值电流限制，占空比限制以及软启动等先进的控制方式，由于芯片设置了这些方式，电路的启动电流为150μA，空载或待机电流仅为2mA。电路由于具有高功率因数，高效率和高可靠性，被广泛用于适配器和有关对电源体积有要求的特殊电源装置。

图4-5是FAN4803的引脚排列图。必须指出的是：3脚相对IC₁的电位应该是负极性，内接到脉冲电流限制比较器和电流反馈输入，这个反馈信号与IC₁内部的电流斜波一同进入比较器进行比较，其差值用来调制功率因数的占空比，降低或升高高压变压器电流与片内斜波的交点，最后决定PFC的工作频率。6脚为PWM提供反馈峰值电流并加以限制。片内斜波电流在内部偏移1.2V，再跟电路的光耦合电压比较，以决定电路PWM占空比。7脚是IC₁供电电压输入脚，该脚的静态电流包括IC₁的偏置电流和PFC、PWM的输出电流。如果电路设定了工作频率和MOSFET的栅极工作电流，就可以计算出PFC和PWM的输出电流。IC₁内部还为PFC提供冗余的快速保护，包括过电压保护（OVP）和欠电压锁定（UVLO）。

2.电路工作原理

1）同步开关的基本原理

输入电流整形技术是一种新技术，是两种调制即PWM脉宽调制和PFC调制在一个时钟脉冲对开关管接通和关闭，是将误差放大器输出电压与调制斜波比较，利用一个脉冲的前沿将开关关闭，后沿将开关接通，这就是同步开关。电流整形技术是利用升压变压器来实现的，开关管在关闭期间，升压变压器的电流下降和PFC的输出电压比较，当两个信号相交时，开关管的关闭时间即被确定，这周期剩余时间则是导通时间。开关管关闭时间的长短是由斜波电压变化率来决定的，开关管关闭时间越长，不但对开关管的使用寿命带来好处，并对输出负载大小作出补偿。由于升压变压器的电感电流与输入电压成正比，从而保持了高功率因数。

2）PFC控制电路工作原理与设计

FAN4803内部斜波电流源是由4脚V_EAO脚的信号电压来调整的，由图4-4可知，放大了V_EAO信号，对电容C₁进行充电，其充电电流的频率为67kHz。PFC电路是利用芯片内一个35_μA电流变换电路，经误差放大器放大，由VT₃MOSFET阻抗配置后，与5.0V的V_EAO电压进行比较，经PFC逻辑调制，输出PFC调制电阻R₁₄、R₁₅升压至400V。R₁₄、R₁₅的电阻值应为

式中，V_SVO为设计输出电压，也是PFC的输出电压；V_EAO为FAN4803设置的标准电压；I_PCM为FAN4803片内变换电流。

调节R₁₄、R₁₅的电阻值可调节PFC的输出电压的高低，其变化范围为10%，要求PFC的输出电压为430V，因此要求输出滤波电容C₃的耐压额定值为450V。

电解电容的容量计算

，取标称值68μF

为了抑制电路谐波失真，由C₁₈、R₁₃组成电压环路补偿电路，以确保电压带宽不低于120Hz，补偿网络的极限电容C₁₇可支持误差放大器的覆盖频率下的增益量，电容C₁₈、电阻

R₁₃的计算公式如下：

式中，ΔV_EAO为检测输入电压变化量，取ΔV_EAO=0.5V；f为电流谐波交叉频率，典型值30Hz。

，取15nF标称电容

，取360kΩ标称电阻

图4-4 FAN4803结构框图

图4-5 FAN4803引脚排列图

1—PFC大电流驱动输出 2—GND 3—电流检测输入端 4—PFC输出 5—反馈信号输入端 6—PWM电流检测输入 7—V_CC 8—PWM脉冲输出端

电路处在稳定工作期间，I_EAO设置为25μA，通电启动时，片内误差放大器的转换电流失去作用，直到供电压VCC上升到12V时，PFC内部误差放大器恢复工作，开关管采用前沿调制，V_EAO迫使PFC输出的占空比为零值，其结果将保证PFC控制电路在开关管导通时进入软启动状态。当V_CC供电电压升到12V时，则片内转换电路就开始工作，然后补偿电路的35μA转换电流通过电容放电，直到建立稳定的工作点。如图4-3所示，升压变压器VR₁的一次电感，必须保证供电电压处于低压时，脉动电流的峰值为输入电流20%。它将使供电电网变化为电路提供长期有效地工作。我们知道，开关管导通是利用控制脉冲后沿触发的，这样有足够的输出电流断开过电流比较器。PFC升压变压器的主要参量计算如下：

峰值电流I_PK计算：

式中，V_ACmin与交流输入最低电压。

占空比D_max的计算：(www.xing528.com)

一次电感L的计算：

从图4-4中可以看到，在非连续传导模式（DCM）下，采用FAN4803控制芯片，对输入电流进行整形，会对控制状态失去控制机会，造成对功率因数调整下降，还会造成输出电压过高，针对这种现象，为了在DCM条件下，使脉宽调制技术得到应用，可以调整升压变压器的电流经过零值时降低斜率，这样开关管的关闭时间就会被确定，PFC的脉冲电流足以将MOSFET驱动起来，工作程序启动，消除了因输入电流波形整形，所要越过死区时间。具体解决的方法是：在电路上增加一个电流检测信号，此信号强迫占空比在轻载时为零，使PFC不在非连续模式工作，并使触发脉冲从连续传导模式，跳跃到占空比为零的控制状态。这种电流检测信号由电路滤波分压采集，该信号能对每个触发脉冲发出电流限制的信息。而限制电流与占空比有很大的关系，通过低通网络把丢失信号减到最小。低通网络由C₆、VD₇组成。图4-3中的IC₁的1脚把PFC和PWM分别输送到VT₁的栅极和VT₃的源极，通过低通网络均衡偏置的方波电压，合成效应负极性电压与输入检测电流相加，分别控制PFC和PWM，以实现同步开关控制技术。

PFC电流检测电阻R₄计算：

式中，V_LIMIT为检测信号电压，设定最大值为1V；I_PK为峰值电流。

场效应晶体管VT₁的栅极是PFC和PWM驱动的，它的输出峰值电流变化率是1A，栅极的驱动电阻R₂采用22Ω，这样可以使栅极峰值电流小于1A，有利VT₁的驱动电压关闭，也能将IC₁的电源供电电压关闭。电路处在待机模式时，这就实现了电路在零负载和待机状态时小于1W的功耗。PWM的控制电路由IC_2B、R₃₂、R₃₃、R₃₈、R₃₇组成。当输出负载为额定值4.5A时，在电阻R₃₁上产生的压降由R₃₇送到IC_2B的5脚。当输入电压大于反相输入电压（6脚）时，IC_2B的7脚输出高电压，使光耦合器IC₆启动工作，向场效应晶体管VT₃的栅极输出驱动电压，也使IC₁的第1脚将驱动电压信号通过VT₃驱动VT₁，使VT₁进入PWM调制状态，从而实现根据负载的变化对VT₁的工作状态进行控制。

电路为了提高VT₂晶体管的开关特性，降低它的开关损耗，采用了开、关加速电路，它由R₂₅、R₂₆、电容C₅、晶体管VT₄组成。C₅为加速电容，使VT₂的饱和与截止时间减小，加速翻转。改变R₂₄，将改变VT₂的导通时间。若R₂₄电阻减小，则导通时间减小，但驱动电流上升，驱动电流脉冲上升沿加陡，对开关晶体管的使用寿命不利，同时EMI的干扰加深，综合考虑，电阻R₂₄使用220Ω比较合适。

3）PWM功率级的设计与电路工作原理

功率推动由推动晶体管VT₂、VT₅，脉冲变压器TR₃及振荡变压器TR₂等元器件组成，由VT₂、VT₅组成正激式双晶体管电路，使晶体管所承受的电压应力降低一半，转换效率提高。磁心不被饱和的概率上升，加上具有过电压、过电流、短路、过热等保护功能，安全、可靠，此电路被称之为“三高一小”绿色环保电源。可用于笔记本电脑。

从理论上分析：开关电源如果处在低电压大电流传递时，变压器TR₂的一次漏感将影响开关在工作周期开关管的导通，所以要求变压器的漏感尽量小，但是漏感并不是完全由变压器内部造成的，它还包括有外部电路，原理图中的VD₁₁、C₂₆、C₂₇、VS₆为电路抑制漏感而设计的。

TR₃是脉冲变压器，由IC₁的8脚输出PWM脉冲信号经过它耦合到MOSFET晶体管的栅极，为使PWM传导模式变换为连续传导模式（CCM），变压器采用0.12的匝数比和380V的输入电压，它的占空比D_M由下式计算出来：

式中，V_o为电源输出电压；V_o（VT₃）是晶体管VT₃的导通电压；n为TR₃的匝数比

变压器一次电感LMP

式中，f_M为脉冲变压器振荡频率，设60kHz；I_o为电源输出电流。

振荡变压器主要参数设计

为保证电路在输入电压320V的状态下，保持输出功率不受影响，特设电路的最大占空比D_m为0.65，变压器的耦合系数为0.85，其匝数n为

设变压器二次绕组为6匝，则

变压器一次电感L_P

式中，变压器振荡频率f_s=100kHz。

图4-3中的R₂₁是电流检测电阻，它关系到电路里的过电流、短路保护，它的大小至关重要，根据开关电源安全规程，过电流保护应该是输出电流额定值的130%，电路应启动保护，还规定脉宽调制的关断电平是1.60V，这样R₂₁的计算公式为

式中，K_AG为一次磁化电流与二次脉动电流的比值，设K_AG=1.25。

电路如果处在低电压输入、大电流输出，瞬时变为空载，这时会给输出电压引起巨大的过冲，这时变压器TR₁的一次绕组不能产生足够高的电压切断IC₁的供电，实施保护，因为在这瞬间，脉宽调制的占空比趋于零，因而要抑制由于空载低电压输入时的电路驱动，振荡变压器TR₁的二次电压由于变压器储能的作用，产生足够高的V_CC电压，维护IC₁的连续工作，实施空载保护。VS₄是钳位齐纳二极管，它的作用是低压保护。R₅、R₆、R₇是高阻启动电阻，电路在启动期间，为IC₁提供启动电压，并实施过电压保护。IC₅、IC₃、R₄₁、R₄₂组成信号反馈取样电路，输出电压的高低由R₄₁、R₄₂决定。电阻R₃₉、R₄₀将决定IC₅的工作电流，此电流的大小与反馈响应时间有关，IC₅的工作电流越大，响应速度越快，但IC₅的功耗加大，一般取5mA为宜。C₂₃、C₂₄、R₄₄是误差放大器相位频率补偿。IC₂的电源供电，由VD₁₁整流，C₂₆、C₂₇滤波，电阻R₃₅限流。IC_2A、IC₄为电路输出过电流、短路进行保护。从电阻R₂₈、R₂₉分压，取出电压信号，送到IC_2A，又从R₃₁上经R₃₇取得反相信号送入IC_2A进行比较，其差值送到IC₄进行工作调整，如果电路输出电流大于4.5A，则表示IC_2A的3脚电压大于2脚，1脚输出高电平，IC₄导通，经光耦合器反馈，使IC₁的8脚输出驱动信号，促使VT₅关闭，起到过电流、短路保护作用。