的性能分析与优化自换相型变流器性能分析与优化

虽然上述采用相控技术的变流器已经在电力系统中得到了广泛的应用，并取得了良好的效果，但是随着用电负荷的急剧增加和输电距离的加大，不论从响应速度还是从电能质量来考虑，相控型变流器越来越不能满足现代电力系统的要求。采用可关断器件，以提高电力系统的可控性，成为推动现代电力技术发展的一个重要支柱。

自换相型（Self-commutated）变流器具有多种不同的结构，所以也存在许多不同的分类方法。通常，可以根据直流侧控制变量的不同，将其分为电压源变流器（VSC）和电流源变流器（CSC）两种。两种变流器如图6-6所示，均包括一个由半导体开关器件构成的变换电路、一个直流环节和一个交流环节。两种变流器具有相似的变换电路，其交流侧与负荷相连，如变频调速系统中向异步电动机供电的逆变器，或与交流供电系统直接相连，如FACTS装置中与供电系统进行无功功率交换的STATCOM等。两者的主要区别在与直流侧。电流源变流器，也称直流源逆变器（CSI），其直流输入是直流电流源，通常由一个与作为储能单元的大电抗相串联的可控直流源构成。由于上述串联电抗器可以有效地抑制短路故障时的故障电流上升率，从而较之电压源变流器具有更高的可靠性。但由于其直流储能是通过电流在电感中循环流动实现的，所以损耗及体积均远大于相同容量的电压源变流器。

电压源变流器（或电压源逆变器，VSI）的直流输入则是直流电压源，它通常利用一个由二极管或开关器件组成的整流桥对交流电压进行整流，并利用中间直流电容器作为直流电压支撑与储能单元来实现。为了抑制整流器输出电压上两倍电源频率的脉动，在整流器的输出侧通常还会并联一个由大电容和小电抗串联构成的LC滤波器。由于电压源变流器较之电流源变流器具有更高的性价比，所以除了在超导储能等特殊场合以外，在定制电力系统中得到最为广泛的应用，本章的讨论也主要针对VSC进行。两种变流器的比较见表6-4。

图6-6 电压源和电流源变流器原理电路

a）电压源型 b）电流源型

表6-4 两种变流器比较

（续）

自换相型变流器传统的、同时也许是最重要的一个应用就是作为交流电力系统和电力电子装置之间的接口，即前端变流器，将电网提供的交流电能变换为装置所需的电压或电流。此时，从电能质量控制的角度，其主要功能就是应具有高功率因数，从而使设备本身不对系统造成污染。此类变流器的工作原理，不论是采用PWM调制的中小功率变流器，还是采用多电平技术的多重化变流器，已经在许多文献中进行了非常详细的讨论，这里就不再赘述，而将讨论重点放在对直接与电力系统相连，并可独立完成电能质量控制功能的变流器的工作原理加以讨论。

图6-7给出了此类变流器的一个典型实施例。此类变流器具有两个特点：首先，为了通过与电力系统直接交换能量，以达到对电网参数进行控制的目的，其输出信号的基频需与系统频率相同；其次，由于外接交流电源既是其输入信号源，又是其控制对象，因此两者之间必须保持同步，所以此类变流器一般又被称为同步变流器。下面以典型的三相电压源变流器为例，对其工作原理进行一个简单的介绍。

图6-7 三相自换相型变流器（电压源逆变器）结构图

上述变流器由6个可关断器件VT₁～VT₆，和6个相应的反并联二极管VD₁～VD₆组成，每个可关断器件和与其对应的二极管一起组成一个电子开关。当可关断器件处于正向偏置时，如门极施有正向控制信号时，器件导通；反之，当门极加有反向控制脉冲时，器件中通过的电流被强迫关断。自换相变流器就是利用上述6个电子开关在控制信号作用下的顺序通断，将直流电源E_d的正负两端交替地接到交流侧，从而在变流器的接入端产生三相交流输出电压。整个过程可以借助图6-8说明如下。

图6-8 电压源变流器的换相过程

首先讨论图6-8a，此时VT₁、VT₂和VT₆在触发脉冲的作用下导通（图中涂黑器件，下同），负荷电流由三相交流电源的b相和c相经VT₂和VT₆流入直流电源E_d的负极，再由电源正极流出，经VT₁注入a相交流电源。由于此时电流是由直流电源的正极流出，所以该电压源变流器工作于逆变状态，也即变流器向交流系统输出有功功率，一般称为“放电”模式。

假定在某一时刻向VT₁的门极施加一个关断脉冲，同时向VT₄的门极施加开通脉冲。此时VT₁将被关断，而VT₄导通，也即原来流经变流器上臂开关（VT₁，VD₁）的a相交流电流将被转移到下臂开关（VT₄，VD₄），同时a相接点也将由与直流电源的正极相连转换为与直流电源的负极相连，如图6-8b所示。注意到，由于电路中存在连接电抗，所以电流的方向不能瞬时变化，而相对于原负荷电流而言，VT₄处于反方向，所以不能为上述电流提供通路。但仔细研究一下电路就可以发现，反并联二极管VD₄正好处于电流的方向上，所以可以为上述电流提供通路，从而维持电感L_a中的电流连续。这样，原来流经VT₁的负荷电流将转移到VD₄中，而导通的二极管VD₄和开关器件VT₂、VT₆在同一点相连，事实上，造成三相交流电压通过变压器的漏抗短路，从而引起负荷电流的增加以及存储于变压器电抗中的磁能的增大。虽然电路中该连接电抗的减小有利于增加响应速度和储能，但实际应用中，为了限制换相电流，变压器的电抗也不能取得过小。在上述换相过程中，由于负荷电流流经相连的VD₄、VT₂、VT₆，从而在三相电压之间造成环流，因此该模式通常被称为“续流模式”或“环流模式”。

随着流经二极管VD₄的电流逐渐减小到零而关断，此时开关器件VT₄将处于正向偏置而导通，如图6-8c所示，连接电感La、Lb、Lc中的电流将反向，流经VT₄，VD₂和VD₆，形成一个新的续流模式。

在预定时刻，控制器向VT₁的门极发出一个开通脉冲，同时向VT₄的门极发出一个关断脉冲，开关器件VT₄被强迫关断，如图6-8d所示，使原流经其的电流转移到二极管VD₁。此时，负荷电流由直流电源正极性流入，表明交流系统对直流电源进行充电，所以该过程被称作变流器的“充电”模式。为了便于读者理解上述过程，仅研究由开关器件VT₄、二极管VD₂和变压器漏抗L_a构成的a相半桥电路，显然上述电路构成一个常规的升压斩波器。和常规升压斩波器的工作过程同样，在上一“续流”过程中存储于漏抗L_a中的磁能将在VT₄关断时，转换成直流电能，并经二极管VD₁向直流电源充电。因此，采用电容提供中间直流支撑电压时，可以根据需要利用斩波器的升压作用得到高于输入交流电压的峰值的中间直流电压。(www.xing528.com)

由上述讨论可以看到，通过控制开关器件开通和关断的时刻，可以调节充电模式和放电模式动作时间的比例，从而控制电力系统和变流器之间所交换的有功功率和无功功率的大小和方向。由于电压源变流器采用的是全控器件，所以可以通过调节开关器件的导通时刻来控制变流器输出电压和系统电压之间的夹角，进而使流经耦合电抗的负荷电流和系统电压之间的夹角在0～360°之间变化，即一个自相型变流器可以如一个常规的同步交流电机一样，随着输出电压和电流之间夹角的变化在4个象限中运行，从而和交流电力系统交换有功能量和/或无功能量。为了便于讨论，假定通过采用谐波消除技术，变流器输出的电压可以近似看做是和系统频率相同的正弦交流电压，并且所有的有功损耗均可以用一个等效的串联电阻来近似，则并联条件下电压源变流器和电力系统之间的相互作用，如图6-9a所示，等效为通过一个串联电抗相连的两个电压源之间进行功率交换。而由于上述电压源变流器的运行和常规同步电机一样，必须和系统同步，所以在电力系统控制器中统称为同步电压源变流器，而其工作原理可以参照同步电机的运行来加以说明。据此，送电端提供的有功功率和无功功率可以分别由下式给出：

式中，U_s为接入点（系统端）电压的幅值（V）；U_i为变流器输出电压的幅值（V）；δ为变流器输出电压与系统电压之间的夹角（°）；为线路阻抗，其中X_L和r分别是包括连线和变压器绕组在内的线路的电抗和电阻；θ为负荷角，。

在忽略线路中电阻r（有功损耗）的条件下，负荷角θ=90°；则变流器输出的有功和无功功率可以表示为

为了便于研究变流器的运行，以系统电压作为参考选取直角坐标系，令系统电压相量U_s与横轴重合，假定变流器的直流侧可以提供有功功率，即为直流电源，则可以得到如图6-9a所示的电路原理图。而图b、c分别给出在直流侧采用电源和储能电容时，根据发电机惯例，即代表系统的发电机的电流方向和其电动势方向相同，得到的系统侧相量图。

图6-9 系统结构和系统侧电压电流相量图

根据图6-9所示的电流和电压相量可以得到，对于电流相量而言，处于右半平面，即Ⅰ、Ⅳ象限，表明电流所含的有功分量和电压同相，电流由系统流入变流器；反之，电流相量落于左半平面，即Ⅱ、Ⅲ象限，表示电流由变流器流入系统。所以工作点位于平面上横轴的正方向，即右半平面，表示系统输出有功功率；位于左半平面侧，则表示系统吸收变流器发出的有功功率。电流相量位于上半平面表示代表系统的发电机的电流超前电压，即发电机处于欠励磁（进相）运行，发电机输出超前的无功功率，即吸收滞后（感性）的无功功率。同理，由于落后的电流起去磁作用，故电流相量位于下半平面，则表明代表系统的发电机处于过励磁状态，将输出超前（电容）的无功功率。

为了便于理解直流侧为纯电容时的无功补偿作用，下面结合图6-10的相量图作进一步讨论。当变流器输出电压的相位系统电压超前δ角时，由于连接电抗为纯感性，所以电流相量在相位上滞后电感上的电压降；假定变流器输出电压的基频分量满足U_icosδ＞U_s，此时由于电感上的压降与系统电压（即横轴）之间的夹角为钝角，故与其相垂直的变流器输出电流I将位于第Ⅱ象限，如图6-10a所示。注意到负荷电流的有功分量I_P和系统电压的参考方向相反，系统侧有功功率小于零，表明系统将从变流器吸收有功功率，即变流器向系统输出有功功率。而负荷电流的无功分量I_q大于零，表明系统将吸收感性无功功率，或者说变流器将输出感性无功功率。综上所述，此时变流器既向系统输出有功功率，又向系统输出无功功率。

而当变流器输出电压的基频分量满足U_icosδ＜U_s时，此时电感上的压降与系统电压（即横轴）之间的夹角为锐角，故与其相垂直的变流器输出电流I_L将位于第Ⅲ象限，如图6-10d所示，表明系统在从变流器吸收有功功率的同时发出无功功率，换句话说，变流器在向系统输出有功功率的同时，从系统吸收无功功率。上述两个模式中，变流器输出电压的相位超前系统电压δ角，此时变流器将通过直流电源向系统输出有功功率，即处于发电状态，因此当变流器直流侧装有有功电源时，上述变流器可以作为独立电源通过直交变换向系统提供有功支持。

而当变流器输出电压的相位滞后系统电压δ角时，如变流器输出电压的基频分量满足U_icosδ＞U_s，同样由于电感上的压降与系统电压（即横轴）之间的夹角为钝角，故与其相垂直的变流器输出电流将位于第Ⅰ象限，如图6-10c所示，表明系统向变流器输出有功功率和无功功率，换句话说，变流器从系统吸收有功和无功功率。

图6-10 变流器运行状态相量图（忽略有功损耗）

而当变流器输出电压的基频分量U_icosδ＜U_s时，此时电感上的压降与系统电压（即横轴）之间的夹角为锐角，故与其相垂直的变流器输出电流I_L将位于第Ⅳ象限，如图6-10f所示，表明系统在从变流器吸收有功功率的同时发出无功功率，换句话说，变流器在向系统输出有功功率的同时，从系统吸收无功功率。即当变流器输出电压的相位滞后系统电压δ角时，变流器处于充电状态，从系统吸收有功功率。

假定变流器输出电压的相位和系统电压的相位相同，此时变流器和系统之间将不存在有功功率的交换，所以其相量图退化为图6-10b、e；当变流器输出电压的基频幅值大于系统电压幅值时，变流器输出电流超前系统电压，变流器向系统输出无功功率；反之，变流器输出电压的基频幅值小于系统电压幅值时，变流器输出电流滞后系统电压，变流器从系统吸收无功功率。这表明了上述变流器的一个特殊运行工况，即无功功率补偿。由于此时变流器和系统之间仅进行无功功率的交换，而不涉及有功功率的流动，所以在变流器中用来提供和吸收有功能量的直流侧电源就不再需要，而代之以可以对电能进行存储和释放的储能元件，即直流中间电容或电感来提供中间直流电压（或电流）支撑。

而假定变流器输出电流的相位和电网电压的相位相同（或相反），则两者之间将没有无功能量的交换。系统从变流器吸收纯有功功率，如图6-10g所示，换句话说，变流器向系统输出纯有功功率（扣除耦合电抗中的无功损耗后），反之亦然（见图6-10）。

但是，由于构成补偿器的变流器、变压器等组件均不可避免地存在有功损耗，如线路电阻引起的损耗、器件的开关损耗等，所以实际中并不存在图6-10b、e所示的理想运行条件。而由于储能元件本身不能提供能量来补偿这些损耗，所以只能由系统提供这部分能量，以维持补偿器的正常运行，显然系统电流相量将位于Ⅰ、Ⅳ象限。又由于通常变流器的损耗均很小，大体为1%～5%，所以为补偿上述损耗所需的有功功率也很小，实际运行中如图6-9c所示，上述变流器将工作在Ⅰ、Ⅳ象限中横轴附近夹角为±δ_M的一个很窄的扇形区间，而由系统提供相应的有功电流。

值得指出的是，上述以储能元件提供中间直流支撑的电压源同步补偿器和常规逆变器将内部的直流电能转换为输出的交流电能不同，其直流储能环节既是变流器进行交直变换时的直流负荷，又是变流器进行直交变换时的电源。因此，它是唯一一种从电力系统取得电能以补偿装置损耗，同时又对电力系统变量进行控制的变流器。可以证明，当外接系统为理想的对称三相正弦系统时，稳态时直流电容的电压将维持恒定，也就是说，没有电流流入直流侧电容，换句话说，变流器的交流侧和直流侧之间并不存在任何形式的功率交换。这说明，上述变流器的基频无功功率补偿作用不是通过交直流侧之间的能量交换，而是通过无功电流在三相之间循环实现的。而由于在电力系统应用中，自换相型变流器的输出电压均采用和系统相同的频率，并且其相位以系统电压为参考，所以被广泛称为“同步变流器”。

综上所述，这种同步变流器作为一种双向变换器，是所谓PWM整流器的一种，实际上是一个其交、直流侧均可控的四象限运行的变流装置。而实现四象限运行，关键在于对网侧输入电流的控制。这可以通过控制变换器交流侧的输出电压来调节耦合电抗器两端的电压，从而间接控制其网侧电流，也可通过对交流输入电流的控制，来直接控制网侧电流。