1.MC34067的电路特点
MC34067是准谐振开关电源，开关功率管在电压为零或电流为零时开关。这种电源的开关损耗在理论上降为零，没有尖峰电压干扰，纹波得到控制，尤其是电流的工作频率可以大幅度提高。谐振开关分为零电压开关和零电流开关两种，要真正产生类似正弦波的开关波形，一般需要添加较多的元器件，电路复杂，调试也比较困难。而准谐振技术不要求开关功率管在整个工作周期内都处于谐振状态，只需要开关功率管在开和关期间谐振，同样能达到零电压（ZVS）导通和零电流（ZCS）关断的目的。准谐振方式的主电路结构类似于PWM方式。MC34067就是准谐振控制器开关电源主机芯片，该芯片由Motorola公司于1998年研制成功，其主要特点是：
1）为具有准谐振电路机能的开关电源，具有零电压导通、零电流关断、峰值电压低、噪声小、电源效率高等技术特点。
2）本电路采用双管正激式驱动，效果好，可靠性高，造价低，是目前市场上比较好的一种产品。
3）开关电源的工作频率可高达1～2MHz，在高频高压的工作条件下不会出现磁饱和，因此电源体积可做得很小，为实现模块化创造了条件。
4）电路具有软启动功能，还具有欠电压、过电压、过电流、短路多种保护功能。当10脚的电压大于1V时，电路立即封锁。这种开关电源适合用在AC适配器、工业电气监控系统、工业自动化仪表、医疗设备、家用电器彩色复印机等领域，目前在市场上颇受欢迎。
2.MC34067的工作原理
如图4-12所示，100～240V交流电压经低通滤波回路滤除噪声干扰和传导干扰。低通滤波电路由C2、C3、L1、L2组成，用于共模滤波，C1是串模滤波电容。交流电压经第一次滤波后进入由VD1～VD4组成的桥式整流电路进行整流，再C4、C5滤波后，将得到的直流电压供给驱动晶体管VT3、VT4的漏极。另一路经降压电阻R11向IC的10脚提供1V直流电压，用来检测输入电路的运行状况。当电源电压为100～160V时，开关K自动合上（自控方式可用晶闸管代替开关K），电路进行倍压整流。电阻R1、R2是滤波电容的均压电阻。变压器TR1的一次侧是平滑滤波电感，二次的感应电压经VD5半波整流后供给IC的15脚作为IC的工作电压。
图4-12 准谐振开关电源原理图
UC34067配接桥式、推挽式或正激式双管开关电源电路，开关管（一般为场效应晶体管）的结间电容（Cr）与主变压器一次电感（Lr）构成谐振回路。当一只开关管关断时，由于VT3或VT4的漏—源结间电容的存在，可以认为开关管的两端瞬时电压为零，属于零电压关断，Lr和Cr产生一次振荡。当Cr反向充电至峰值电压，回路电流为零时，另一路电路开通，此时属零电流开通。可见，只要固定两只开关的导通间歇时间（即死区）并将工作频率调整到谐振频率，就能获得理想的准谐振工作模式，这时的开关损耗及尖峰噪声都为零。图4-13是MC34067的内部结构框图。
图4-13 MC34067内部结构框图
从结构框图可知：15脚为电源正端VCC，工作电压为8～20V，实际电压是15V。9脚为欠电压锁定调整端，当VCC为8V时电路启动。9脚电压越低，启动电压越高。5脚为5.1V基准电压输出端。由于准谐振要求固定死区，只是调整频率，因此振荡器的结构较为特殊，频率受误差放大器控制。该放大器有两级RC吸收回路。R4、C6用于确定工作频率，调整3脚外接阻容元件的参数值可以改变频率范围。另一组RC吸收回路R5、C7被称为单次振荡回路，它用于控制死区时间，RC值较小，放电快。C7上的电压降到3.6V时，死区启动，开关管导通。死区时间直接受频率控制，负载电压变化产生的误差信号控制着开关频率。负载越重，频率越低，占空比越大。最高工作频率达2MHz以上。11脚为软启动输入端。C11的取值一般为1μF，延时约30ms时间。10脚为故障输入端，当该脚电压超过1V时，主控制电路的输出立即封锁，可以起到过电压、短路保护作用。12、14脚为两路脉冲输出端，其内部采用图腾柱推挽输出，最大输出电流达1.5A，适用于场效应晶体管及IGBT。MC34067电路中谐振电源主回路的参数非常重要，谐振回路中变压器一次漏感由绕制变压器的工艺所决定。测量漏感时，将二次侧短接，测量一次电感即为漏感。谐振电容由C7与两只管子的结电容之和决定。由于结电容是随漏极电压的变化而变化的，计算时从手册中查出COSS的真值后再取平均值。一般可以先估算选定电容，再仔细调整死区，使单次振荡波形与工作波形匹配。
在图4-12中，TR2是脉冲变压器，调制脉冲由11脚和14脚分两路送至脉冲变压器的一次侧，经耦合后送到VT1和VT3、VT2和VT4作复合功率放大。VD6、VD7是脉冲变压器的两只限幅二极管。电阻R6是改变工作频率范围的电阻。C12、R12、R13及C13、R14、R15组成加速阻容电路，加速开关管的触发脉冲导通和截止，并滤除由变压器产生的尖峰杂波信号。电阻R16、R17及R18、R19用于保证晶体管VT1、VT2导通后可靠截止。二极管VD18、电阻R11、电容C14是变压器一次缓冲网络吸收回路。VD15、VD14是将变压器在电能传递过程中剩余的电能反馈给二次侧，对于变压器损耗降低、驱动晶体管漏—源极电压钳位以及削峰性能的提高都有所加强。电压输出采用两只扼流圈串联使用，有利于滤波电容容量减小和纹波电压降低。MC34067电源由于具有调频范围大和软启动特点，许多生产商都采用，市场宽阔。
3.高频变压器设计
H7C1是铁氧体磁心，经常用在高频开关电源的正激、反激、半桥、推挽变换中，在这里将介绍变压器的设计方法和设计原则。
1）设计原则
①选取高频变压器合适的匝比和电压比，使输入电压（VP）降到最低（VP（min））时，输出电压Vo的变化仍在要求值之内。
②输入电压升至最高（VP（max））、占空比最大（Dmax）时，不允许磁心出现饱和，否则认为是废品。
③在负载输出功率最大时，温度只能在额定温升之内，否则将影响电源的安全、稳定。
④为使电源的效率高、损耗低，应使一次侧和二次侧的损耗相等，铜损与铁损也相等，漏感尽量减至最小。
2）满足设计原则的条件
①根据正激式变换电路电感伏秒值相等，有
式中，
为匝比。
反激式变换为 
半桥、全桥、推挽式变换为 
满足原则①应有VS（min）、ton（max），并考虑到二次侧二极管整流压降VDF，代入式（4-8）～式（4-10），则有
正激式：
反激式：
桥式推挽：
变压器一次绕组（NP）上加电压VP（max），在占空比最大（即导通时间为ton（max））时，要保证磁心不饱和，要求变压器有足够的NP值，多路开关电路（两个以上开关管）磁感应强度作-BW～+BW变化有足够大的范围。单路开关电路磁心中心柱截面积上的磁通Φ为
Φ=Ae（BW-Br）
式中，BW为工作磁感应强度；Br为剩余磁感应强度；Ae为磁心中心柱截面积。(www.xing528.com)
多开关电路所需的一次绕组匝数为
②最大负载时功率输出，铜损和铁损都将升至最大。首先分析铜损。NP绕组的直流电阻为RDC：
式中，ρ为电阻率
；AP为磁心窗口面积（mm2）；K为绕组面积占有率。
高频电流流过绕组时会产生集肤效应，使高频电阻比直流电阻大一定的倍数（K′），因此：
式中，K′为高频电阻与直流电阻之比，K′=RHF/RDC。
变压器一次绕组的功耗为I2PRHF。若一次侧和二次侧的铜损相等，则绕组上的总铜损为加倍值，即PCu=2I2P，
。
再分析铁损。变压器的铁损随磁感应强度的2.4次方增加而增加。这种损耗随材料种类、形状及温度的不同而有所不同。图4-14和图4-15分别给出了PQ型磁心在开关频率为50kHz和100kHz时在不同温度下的允许最大输出功率。利用该曲线，可以根据电压、输出功率和指定的温升ΔT选用PQ型磁心。
图4-14 PQ磁心的允许最大输出功率与温度的关系曲线（50kHz）
图4-15 PQ磁心的允许最大输出功率与温度的关系曲线（100kHz）
前面已讲过，变压器有铜损和铁损，其中铜损在一次绕组与二次绕组上的损耗相等时，总损耗最小。对线绕方法，应将一次绕组和二次绕组的位置尽可能安排得均等一些，一般采用一次绕组和二次绕组交替绕制。这种绕线方式可使漏感减小，绕组导线平均长度相等。但由于二次电流大，须用多股导线绕制。
现在介绍MC34067电源变压器的设计方法。
输入电压：100～240V，AC，50Hz。
输出参数：电压为5V（DC），电流为15A（DC）。
设定工作频率f=100kHz，整流二极管管压降为0.8V，整流电感的压降为1.0V，变压器允许温升ΔT=35℃。求变压器的各个参数。
输出功率：
Po=（Vo+VDE+VL）Io=（5+0.8+1.0）×15W=102W
考虑到变压器的铜损、铁损及其他的一些损耗，设电源效率为90%，则输入功率Pi=Po/η1=102/0.9W≈113W。由表4-1可知，根据多开关输入功率和100kHz的工作频率选用PQ20/20磁心。
同样，根据输入功率Pi和允许变压器温升，由图4-7选用PQ20/20磁心。
从表4-1可知，每伏输入电压对应的匝数NIT=0.307匝。
电源输入的最低直流电压VS为
VS=100×1.414V=141.4V
变压器一次绕组匝数NP为
NP=NITVP=0.307×141.4匝≈43匝
考虑到PQ20/20允许输入功率达140W，大于实际输入功率113W，超出了27W。为了提高变压器效率，减少二次匝数，取最大占空比Dmax为0.4，依照式（4-11）则有：
变压器TR3的二次侧上下对称，各为5匝，中心接地。
检测绕组NS2的匝数为
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