实现准谐振的开关电源设计

所谓准谐振电路是在方波转换器的开关转换瞬间实现极低的损耗，故称为“准谐振”。实现准谐振方式的关键是保证主开关在V_DS的电压极小值时将主开关开通。要检测这个最小值，可采用检测振荡变压器辅助绕组电压的方法，快速地检测开关管V_DS电压的极小值。

MOSFET各个极存在寄生电容，由于这些电容的存在，在硬开关转换过程中，会产生振荡，这种振荡就是损耗产生的原因。同样，变压器各绕组间、层与层之间，都存在有寄生电容，在一个时钟周期里MOSFET的导通和关断会产生很大的电流尖峰，电流尖峰含有很多谐波，从而产生EMI，污染了环境。

如果不用固定时钟来初始化导通时间，而利用电路测量开关管漏-源极电压的最低值，就在这时启动开关管的导通时间，结果就会由于寄生电容被放电到最小电压，峰值导通电流将会最小化，这时被称为准谐振开关，由于寄生电容没有放电，因此，尖峰电流不会出现。这种电源的调节是通过改变电源的工作频率来实现的。不管当时的负载或电路电压是多少，MOSFET始终保持电压在低谷时导通，因此，这种模式称为边界条件模式。准谐振也意味着零电压关断损耗。由于规定FET会在谷值处进行转换，在某种情况下，可能会增加源-漏极间电容，以降低源-漏极电压的上升速度。较慢的源-漏极电压上升时间，会降低FET关断时漏极电流和漏极电压之间的电压/电流交叠，使得MOSFET的功耗更小，从而降低其开关管温度增强的可靠性。

实现零电压导通，这是减小开关损耗，降低EMI噪声最好的措施。一般只要增加磁通复位检测功能（通常是利用辅助绕组来实现），以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管。但问题是工作频率是变化的，从而影响了设计参数的准确。设计参数包括：变换器的工作频率f_s；一次绕组最大峰值电流I_P（max）；最低输入直流电压V_i（min）；一次绕组电感量L_P：二次绕组到一次绕组反激电压V_OR等。在准谐振模式下，工作频率f_s是变化的，因而影响了I_P（max）和LP无法确定。图7-23所示为变换器MOSFET的漏极电压在一个周期的漏极电压波形，由图可见，工作周期由3部分组成：T_ON、T_OFF、T_W。当开关管导通时，一次绕组有电流流动，电流将以V_IN/L_P的斜率增大。当电流达到L_P（max）时，控制器将开关管关断。开关管的导通时间T_ON由下式确定：

开关管关闭后，存储在变压器的能量将被传递到二次绕组。T_OFF代表了二次绕组吸收能量的过程，

式中，L_S为二次绕组电感量，I_ps为二次绕组峰值电流，V_out为输出电压，V_DS为开关管漏-源极电压降。

设变压器一、二次匝数比为N，即

有下列关系：

经计算将式（7-25）～式（7-27）代入式（7-23）得到

当二次绕组的能量释放完后，一次绕组上的感应电压V_OR也消失。由于一次电感量L_P和开关管的漏极电容C_P及电阻组成一个RLC谐振电路，因此，感应电压变化为

V_OR=V_OR^-αtcos（2πf_pt） （7-29）

式中，α是衰减因子，，这是谐振频率。由此得到开关管的漏极电压：

V_DS（t）=V_IN+V_OR^-αtcos（2πf_P·t） （7-30）

当cos（2πf_p·t）=-1时V_DS（t）具有最小值。解方程式（7-30）可得：

该值就是我们要求的T_W，即

至此得到准谐振变换器的一个完整的工作周期T：

T=T_ON+T_OFF+T_W （7-33）

则其工作频率

对于反激式变换器的功率传递式：(www.xing528.com)

对此式整理得到：一次绕组电感L_P和电流IP

将式（7-36）代入式（7-34）可得：

式中，V_IN、P_o是已知，准谐振效率η为0.9～0.96。对式（7-37）要求出I_P值，还须确定V_OR，C_p，f_s3个未知数。

V_OR是二次到一次的感应电压，它取决于开关管漏极击穿电压V_DSS、最大直流输入电压V_IN（max）等参数。在反激式准谐振模式下，为了实现零电压导通，V_OR应取大一些。在800V的MOSFET，按下式确定：

V_OR≤V_DSS-V_IN（max）-ΔV （7-38）

ΔV是一次绕组漏感L_LEAK与开关管的漏极电容C_p所形成的尖峰电压有关，经验取值为0.2V_DSS，则上式变为

V_OR≤0.8V_DSS-V_IN（max） （7-39）

C_p是开关管漏极对地电容，属于谐振电容，与漏感L_LEAK构成第1个谐振电路，与一次绕组的电感L_P形成第2个谐振电路。第1个谐振电路决定开关管上的最高电压，第2个谐振电路决定开关管的导通时间T_W。C_p包括开关管的漏极电容C_oss和分布电容，C_P可以等于C_oss。我们知道C_oss会随V_DS的变化而变化，但是，当V_DS特别小时，C_oss才会有明显变化，当V_DS=25V时，C_oss不会有变化。第2种情况是开关管漏极外增加一个电容C_D，这时C_P由下式确定：

式中，L_LEAK为一次绕组漏感，I_P是一次绕组峰值电流。

整理式（7-40）可得：

取L_LEAK=0.2L_P，将值代入式（7-41），得到

根据计算将式（7-35）整理得

将式（7-43）代入式（7-42）最后得到：

从式（7-44）可以看出：较大的C_p值可以抑制尖峰电压，但会增加损耗，也会形成EMI噪声。一般C_P取100～1000pF之间，同时使用RCD钳位电路抑制这种尖峰电压。f_s是系统的工作频率，对于准谐振模式，工作频率是变化的，在设计时，应以最低工作频率确定，通常f_s取25k～50kHz。至此，3个量V_OR、C_p、f_S都得到确定，将它们代入式（7-37）就可以算出I_P，将I_P代入式（7-36）算出L_P。确定了这些参数后，下一步设计高频变压器、转换电路等重要电路。

关键参数计算只是理论计算，还需要结合实际经验的分析确定，要根据实际电路波形进行细致地调整，这样才能达到谐振变换器的高效率、低EMI、低THD的电源优势。

图7-23 准谐振变换器开关管漏极电压波形