基于单相H桥负载的三相PWM整流器的VOC控制优化策略

前面已建立了三相PWM整流器的数学模型，同时又分析了三相PWM整流器的VOC控制策略，下面对本章的主要研究对象——三相PWM整流器带单相H桥功率单元拓扑的控制策略进行研究。

1.VOC控制策略理论分析

三相PWM整流器带单相H桥负载主电路如图5-20所示。

为了便于分析，同样忽略电压电流的高次谐波，只分析基波特性。现假设功率单元的输出电压和电流分别为

式中，U_om、I_om分别为输出电压和电流的幅值，ω_o为输出电压的角频率，φ为负载功率因数角。由式（5-95）可得功率单元负载瞬时输出功率表达式为

由式（5-96）可见，瞬时输出功率由两部分组成：直流分量和2ω_o角频率的交流分量。其中直流分量等于负载的有功功率，并且不论负载功率因数角为多大，瞬时输出功率中都包含输出角频率2倍频的交流分量。

图5-19 三相PWM整流器的VOC控制框图

图5-20 三相PWM整流器带单相H桥负载主电路图

分析系统的控制策略时，通常忽略PWM整流器、输入电抗器和H桥逆变器的损耗，且忽略电抗器的储能变化，则电网侧输入的功率将全部传递到PWM整流器的直流侧，则有

i_s=i_L （5-97）

从而，可得功率单元瞬时输入输出功率的守恒关系式为

前面已介绍了VOC控制策略是在同步旋转坐标系dq中，将d轴定向于电网电动势矢量E，i_d、i_q分别为有功电流和无功电流。当PWM整流器处于稳态时，无功电流i_q为零。因此，可将式（5-98）进一步化简为

再将式（5-95）代入式（5-99）可得PWM整流器有功电流为

由式（5-100）可见，三相PWM整流器带单相H桥负载功率的2ω_o波动会影响到整流器交流侧的有功电流i_d。如果不能满足式（5-100）有功电流给定i_d，则直流母线电压不能维持恒定。

为了与下面介绍的VOC控制策略相区别，这里将5.3节中的三相PWM整流器VOC控制策略称为传统VOC。

三相PWM整流器传统VOC控制策略框图如5-19所示，其中，电流内环和电压外环控制器均采用PI调节器，而PI调节器为线性调节器，其直流分量增益为无穷大，但对交流分量的增益是有限值。鉴于PI调节器上述特点，结合前面分析可知，要维持直流母线电压恒定，则应使电压外环调节器产生满足如式（5-100）所确定的d轴电流给定值，其输入量也应包含2ω_o频率分量，亦即直流母线电压给定值与反馈值之间的误差必须含有2ω_o频率分量。由于实际运行中直流母线电压给定值为一常量，若要满足式（5-100），则直流母线反馈值即直流母线电压实际值也应当含有2ω_o频率分量，这与PWM整流器维持直流母线电压恒定的目标相矛盾。因此，传统VOC控制策略不能很好地适用于带单相H桥负载的三相PWM整流器功率单元拓扑^[171]。

2.仿真实验与分析

上面通过理论分析与推导，得出了传统VOC控制策略不能很好地适用于带单相H桥负载的三相PWM整流器拓扑的结论，这里借助Matlab/Simulink仿真工具对上述理论分析进行验证。

1）三相PWM整流器带纯电阻负载仿真

三相PWM整流器带纯电阻负载的系统仿真模型如图5-21所示，其中系统仿真参数根据实际实验样机选取（第7章中详细介绍）。系统参数有：三相线电压有效值为140V，频率为50Hz；三相输入电抗器L=3mH；三相PWM整流器主电路采用Simulink中模块，功率开关器件开关频率为2kHz；直流母线电容C=2200μF；直流母线电压给定值为230V；整流器接纯电阻负载R=26Ω，即整流器的输出有功功率为2kW。

在实际样机实验中电压霍尔传感器所采集的电压信号为线电压，经计算得到相电压，在Matlab仿真实验中也进行了相应的运算处理。仿真中采样后的数据以及示波器的输出数据均做了标幺化处理，标幺化基值均为相应变量的峰值。系统仿真时间为0.5s，采用变步长离散算法。

对图5-21所示的系统进行了仿真实验，得到如图5-22～图5-24所示的仿真结果。其中图5-22所示为母线电压仿真波形，仿真实验表明系统运行后母线电压很快达到了给定值230V并维持恒定。图5-23所示为功率单元网侧相电压与相电流仿真波形，从中可见相电压与电流实现了同相位，电流波形稳定且电流环响应速度较快。图5-24所示为网侧电流谐波分析，可见50Hz基波为电流波形的主要成分，谐波含量较少，THD为1.2%。

通过仿真结果表明，传统VOC控制策略应用于三相PWM整流器带纯电阻负载系统响应快，具有很好的控制性能。

图5-21 三相PWM整流器带纯电阻负载系统仿真模型

图5-22 带纯电阻负载时系统母线电压仿真波形

图5-23 带纯电阻负载时网侧相压和相流仿真波形

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图5-24 带纯电阻负载时网侧相电流谐波分析

2）三相PWM整流器带单相H桥负载仿真（母线电压环未加低通滤波器）

三相PWM整流器带单相H桥负载的系统仿真模型如图5-25所示，其中主电路参数与图5-21所示的系统仿真模型主电路参数相同，H桥逆变器采用SPWM调制方式，调制度为M=0.8，调制波频率为f_o=45Hz，功率器件开关频率为2kHz，负载为阻感负载，R=10Ω，L=20mH。系统仿真时间为0.5s，采用变步长离散算法。

图5-25 三相PWM整流器带单相H桥负载系统仿真模型

对图5-25的系统进行了仿真实验，得到如图5-26～图5-29所示的仿真结果。其中图5-26所示为采用传统VOC控制策略时母线电压未加低通滤波器的仿真波形的整体曲线与局部放大曲线。从中可见，正如所分析的那样，传统VOC控制策略应用于三相PWM整流器带单相H桥负载直流母线电压存在波动，峰峰值为12V；并且其波动频率为2f_o=90Hz，正好等于H桥输出频率45Hz的2倍。

图5-27所示为带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略网侧相电压与相电流仿真波形。由图可见，网侧相电压与相电流虽然实现了同相位，电流响应速度较快，但电流波形不稳定，出现振荡。

图5-28、图5-29所示分别为带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略母线电压谐波分析和网侧相电流谐波分析，由图5-28可见，母线电压多了2f_o=90Hz谐波。将图5-29与图5-24相比较可见，带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略网侧相电流多出了2f_o-f_s=40Hz和2f_o+f_s=140Hz两个频率的谐波。

图5-26 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略母线电压仿真波形

图5-27 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略网侧相电压与相电流仿真波形

图5-28 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略母线电压谐波分析

图5-29 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略网侧相电流谐波分析

3）基于母线电压环加低通滤波器的三相PWM整流器带单相H桥负载仿真

为了进一步优化系统的控制系能，如图5-25所示系统仿真模型和仿真参数条件下，母线电压环加入低通滤波器，进行仿真实验，得到如图5-30～图5-34所示的仿真波形。

其中，图5-30所示为传统控VOC控制策略下母线电压环加入低通滤波器时母线电压波形整体与放大波形图。将图5-30与图5-26相比较，两种情况下母线电压波形基本一致，即母线电压环加低通滤波器对母线电压没有影响。

图5-30 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略母线电压仿真波形（加低通滤波器）

图5-31 带单相H桥负载时采用传统VOC控制策略网侧相压与相流仿真波形（加低通滤波器）

图5-32 传统VOC控制策略有功电流与无功电流仿真波形（加低通滤波器）

图5-33 母线电压谐波分析（加低通滤波器）

图5-34 网侧相电流谐波分析（加低通滤波器）

图5-31所示为功率单元网侧相电压与相电流仿真波形。由图可见，相电压与电流实现了同相位，电流响应速度较快。将图5-31与图5-27相比较，母线电压环加入低通滤波器后，网侧电流较之未加低通滤波器时明显稳定，无振荡产生。

图5-32所示分别为d轴电流给定值、实际值、误差值和q轴电流实际值仿真波形。将图5-31与图5-23相比较，可见网侧电流波形变差，这是因为PWM整流器d轴电流给定值存在2倍频的波动如图5-32所示，其通过电流环影响到网侧电流，从而引入电流谐波。

图5-33和图5-34分别为母线电压环加入低通滤波器时母线电压和功率单元网侧电流的谐波分析。将图5-33与图5-28相比较，母线电压环加低通滤波器后，母线电压中的2倍频（即2f_o=90Hz）明显减少；将图5-34与图5-29相比较，可见母线电压环加低通滤波器后，2f_o-f_s=140Hz和2f_o+f_s=40Hz两个频率的电流谐波含量明显减少，证明了母线电压环加入低通滤波器后会对母线电压和网侧电流的波形质量起到一定的改善作用。

从三相PWM整流器带单相H桥负载仿真实验（母线电压环未加低通滤波器）和基于母线电压环加低通滤波器的三相PWM整流器带单相H桥负载仿真实验中可得出如下结论：

①母线电压环加入低通滤波器可大大改善网侧电流，为后续样机实验提供了理论基础；

②单相H桥负载不同于一般的纯电阻负载或三相对称负载，其输出功率中含有2倍频2f_o的波动，使直流母线电压调节器不能工作在一个稳定点，而是围绕稳定点有规律的脉动；

③传统VOC控制策略不适用于带单相H桥负载的三相PWM整流器功率单元拓扑系统中。