PWM整流器控制技术解析

1.PWM整流器的控制策略

（1）PWM整流器的控制任务

1）实现网侧电流正弦化，保证λ=1（或-1）。

2）调压：指直流输出电压U_d随给定值U_g而变。

3）稳压：指给定值不变时，U_d应在电网电压波动和负载变化时维持恒定。

4）再生制动：指自动实现电流双象限运行，例如不可逆直流调速系统在减速过程中能自行运行于再生制动状态，实现电能反馈。

由PWM整流器的控制任务可以看出，PWM整流器需要采用闭环控制策略。

（2）PWM整流器的控制方法

按控制的观点，PWM整流器的功能是对网侧电流i_s的波形（正弦化）、幅值和相位进行控制，因此电流控制对PWM整流器是最主要的，尽管目前已有的控制方法很多，但从电流控制角度出发，可归纳为以下两种：

1）间接控制。该策略并不直接控制网侧电流，而对电网电压的基波分量的幅值和相位进行控制，间接实现对网侧电流的控制，也称幅相控制。

2）直接控制。间接控制方式虽然首先在PWM整流器中得到应用，但存在动态响应慢和受系统参数影响较大等弱点，针对这些问题才提出电流直接控制策略，简称直接控制。由于诸如滞环电流跟踪和矢量控制等技术方案均可在该策略中得到应用，因而很受各方面关注，从发展趋势看，有可能成为主导控制方法。

（3）PWM整流器间接控制的基本算法

式（3-186）表明，在U_d和U_cm为恒值时，U_s1m（电网电压基波分量幅值）的大小将决定SPWM控制的调制深度，而U_s1m值由式（3-187）决定，式（3-187）和式（3-188）由图3-96b的直角三角形获得，显然，在交流侧内阻r_s=0条件下，该直角三角形所代表的网侧矢量关系意味着网侧电流基波与电网电压同相（或反相），因此式（3-187）和式（3-188）就是幅相控制的算法。

图3-96 采用电流间接控制策略的PWM整流器

a）电流间接控制策略的PWM整流器框图 b）单相PWM整流电路输入端电流矢量图

2.电压型单相PWM整流器控制策略

（1）采用幅相控制策略的电压型单相SPWM整流器

系统框图如图3-96a所示，为了分析简单、方便，设系统具有纯阻负载并采用幅相控制的电压环方案。

1）控制电路的基本结构。图3-96a中点画线框内为控制电路框图，其中PWM比较器9和以前各种PWM控制中所用的相同，具有两个入端信号：一个是来自单元10的三角形载波信号u_c，其幅值U_cm，且为恒值，其重复频率为f_c（f_c=Kf），f是电网频率；另一个是来自单元8的正弦调制信号u_g，其幅值U_gm连续可调，调制比m=U_gm/U_cm，m_i＜m＜1（m_i是最低调制比，受最窄脉宽的限制）；u_g的频率就是f，与网频保持同步，其实u_g就是u_s1（电网电压的基波分量）。

单元8是矢量加法器，实现式（3-187）的运算，两个输入信号分别是电网电压u_sA和L_s端电压的基波u_L1A，前者来自单元6，后者来自单元7，在φ₁=0、λ=1条件下，可分别表示为

单元8的输出信号u_g可表示为

u_g=K_gmu_s1A=U_gmsin（ωt-δ） （3-190）

式中 u_s1A=U_s1Amsin（ωt-δ） （3-191）

式中K_g是比例系数，式（3-194）和式（3-193）表明，u_g的幅值和相位均与U_sAm和U_L1Am有关。

单元7是标量乘法器，其功能是产生正弦电压u_L1A，在式（3-189）中

U_L1Am=ωL_sI_s1Am=K_LωL_sI_s1m （3-195）

式中K_L是比例系数，式（3-195）表明，U_L1Am与网侧电流基波分量幅值I_s1m成正比，u_L1A的相位比u_s滞后π/2，因而u_L1A可视为变量K_LωL_NI_N1m与正弦函数K_Nsin（ωt-π/2）的乘积，K_N是常系数。反映在图3-96中是单元7有两个输入：一个是来自相单元5的正弦函数；另一个是来自电压调节器4的输出电压u_e。从负反馈的信号结构和PI调节器的特性可知，该信号可用来模拟u_L1A的幅值U_L1Am。

单元4是PI电压调节器，它也有两个输入信号：一个是来自单元1的电压给定值u_R；另一个是来自单元2的反馈电压u_f。在稳态下，反馈电压与给定电压相等，即调节器入端误差电压Δu为零，即

Δu=u_R-u_f=0

与此对应，单元4的输出电压u_e为恒值（如上述，u_e与幅值控制信号U_L1Am相当），于是输出直流电压U₀保持恒定。

单元10是三角形载波发生器，该单元的作用是产生一组对称三角波u_c，当网频f在一定范围内变化时，其重复频率f_c应同步变化以维持频率比K为恒值。

2）外扰下输出电压稳定性分析：整流器的输出电压调节已在前面分析过，下面结合图3-96的控制电路对外扰下的稳压过程略加分析。

以负载电阻R_d突减为例，设电网电压u_s为恒值且系统工作于λ=1的状态，稳态下系统初值为R_d=R_d1，I_d=I_d1，Δu=u_R-u_f=0，u_d=U_d；若R_d由R_d1突降为R_d2时，输出电压u_d下降并使反馈电压u_f相应下降，Δu＞0，单元4负向积分，输出电压u_e的数值增大并使U_L1Am增大，在ωL_N为恒值条件下，这相当于电流给定值提高，于是I_s和I_d相继上升，u_d也相应回升，u_f转为上升，Δu减小；另外，随着U_L1Am增大，单元8输出电压幅值U_s1Am和相位δ均相应增大，由于δ增加，cosδ减小；而U_s1Am增大却使m值增大。由于u_s为恒值，由式（3-155）知，乘积mcosδ将维持原值不变，当u_d重新恢复到U_d时，u_e=9，u_e将在新的数值上稳定下来，而系统也将在新的工作点上稳定运行（此时I_d=I_d2，I_d2＞I_d1）。输出电压由于U_s和乘积mcosδ均维持定值，从而在新的工作点上维持U_d不变，调节过程结束。

当R_d突增时则有相反调节过程但同样有输出电压维持U_d不变；同理也可分析电网电压突然增减时的稳压调节。

3）电流间接控制策略存在以下问题：

系统动态性能欠佳：由以上分析可知系统是通过u_s的变化对电流进行间接控制，而所依据的算法是建立在静态电量关系基础上，因而难于得到优良的动态性能。从频域角度，u_s是对电网频率产生响应，相对于载波频率慢得多，因而电压调节快速性受到影响。

对系统参数变化比较敏感：u_s的实际变量除电流外还与L_s的数值有关，L_s等参数的变化对系统的调节性能会产生影响。

针对上述问题，提出一种改进的间接电流控制方案，实践表明，该方案无需检测交流电流又具有类似于电流直接控制的动态性能。

（2）采用电流直接控制的电压型单相SPWM整流器

针对间接控制策略的弱点，提出了电流直接控制方案，其框图如图3-97所示。由图可见，主电路结构与图3-96相同，而控制电路由原来的电压单环改为电压和电流双环结构。

电压外环的输出作为幅值控制信号，与取自电网电压的正弦波形控制信号相乘（单元7）并作为电流给定值加到电流调节器8，单元8的另一个输入——电流反馈信号取自网侧电流，这样随着整流桥入端电压u_s的电平更叠，网侧电流i_s将围绕电流给定值而变化，若K＞＞1，则i_s为含有少量谐波的正弦电流并与u_s同相，保证λ=1。

控制电路加入电流内环的原因还有：

1）提高系统动态响应速度。电网电压u_s的变化将导致电流i_s变化率（di_s/dt=U_s/L_s）的变化，相应地使PWM开关点改变，因此对u_s而言，电流瞬时值内环实质上起到前馈作用，从而提高系统动态响应速度。

2）提高限流保护能力。由于系统在每一个载波周期都对电流进行比较，因此在故障下过电流保护迅速，可靠性高。

3）易于设计。双环系统是一个一阶系统，属于无条件稳定系统，因而参数设计比较容易。

图3-97 采用电流直接控制策略的PWM整流器

必须指出，实现电流直接控制策略的方案很多，在三相PWM整流器中还要讨论。

3.电压型三相桥式PWM整流器的控制

由于电压型三相桥式PWM整流器控制电路的要求与电压型单相桥式PWM整流器控制电路相仿，因而其控制策略也相仿，即有电流直接控制和间接控制之分，也采用双闭环结构。就PWM信号的生成方式而言，主要有自然调制（SPWM）和空间电压矢量调制（SVP-WM）两类，在自然调制方式中，除了在电压型单相桥式PWM控制电路中已经介绍的含标量乘法器的方案之外还有矢量控制方案，以下分别进行介绍。

（1）标量乘法器方案

图3-98是含标量乘法器按自然调制方式组建的电压型三相桥式PWM整流器闭环控制结构，它与图3-97相仿，采用电压外环和电流内环的双闭环结构和电流直接控制策略。由图可见：

1）电压外环的输出作为电流内环的正弦给定值。

2）三相共用一个电压外环，即三相电流给定值相等。

3）电流内环分相控制，假设电网电流平衡对称，则应有

i_A+i_B+i_C=0

即 i_B=-（i_A+i_C） （3-196）

因此，图3-98中只用两个电流环，而B相信号由A、C两相按式（3-196）合成获得。

4）电流内环的给定值由来自电压调节器输出端信号与来自单元4的同步信号（单位正弦波，分别与u_AO和u_CO同相位）在标量乘法器（单元6）相乘获得。

5）三相正弦调制信号u_ga、u_gb和u_gc在单元11与来自单元10的公用三角形载波u_c相比较，并获得三相控制信号u_g1～u_g6如图3-80a和b所示（单元11兼具信号比较、锁存、分相、功放和电隔离等功能）。

图3-98 含标量乘法器的电压型三相桥式PWM整流器闭环控制结构

6）由于内环的动态响应速度远快于外环，因此双环的动态响应可近似视为相对独立，即当处理外环时可认为电流环已完全实现跟踪；在处理内环时则可假定输出电压尚处于稳态，这种双环分离的思路对简化系统设计很有好处。因为电压型三相PWM整流器的一般数学模型为时变的非线性高阶系统，直接用以进行设计将使工作变得复杂。

7）当负载为有源时，负载端储能经三相PWM整流器反馈回电网。(www.xing528.com)

（2）矢量控制方案

这一方案的确切名称是基于d-q轴的矢量控制方案。d-q轴是一种以指定速度转动的二相旋转坐标系。在交流电动机调速系统中，当采用按转子磁场定向的矢量控制方案时使用的就是这种坐标系，因为转子是旋转的。但在静止的整流器交流侧采用这种坐标系进行控制的原因就需要略加解释。

关于坐标变换：图3-99是基于d-q轴矢量控制方案的结构图，由图可见，系统仍采用双闭环结构，与图3-98相比，其区别仅在于电流内环。按原设电网电压为对称分布正弦波并适当选择时间坐标轴，电网相电压可分别表示为

各相电流基波分量为

式中，φ₁是相电流基波对相电压的相位角。

图3-99 采用矢量控制方案的电压型三相桥式PWM整流器

迄今为止的分析仅涉及φ₁=0或φ₁=π，其实PWM整流器可在φ₁为任意值下运行，为更全面了解PWM整流器，设基波相位角为φ₁＜0（电流滞后，若φ₁＞0则为电流超前）。

图3-99和图3-98相仿，都将i_R转换成正弦波，但这不仅使整流器复杂化，而且该正弦给定值的波形直接受到电网电压波动的影响，从而影响控制效果。矢量控制则是利用坐标系的变换将i_f转化为直流量。若将A相电压定在静止二相坐标的α轴上，可定义三相电压和电流的空间矢量，有

将式（3-197）和式（3-198）分别代入式（3-199）和式（3-200）有

由此表明，电压和电流矢量在α-β坐标系中的角速度ω随时间按逆时针方向旋转，两者保持给定的相移角φ₁。若设法将其移入旋转直角坐标系（d-q坐标系），若该坐标系也以相同的角速度ω在空间按逆时针方向旋转，则定在该坐标中的空间矢量和均为静止矢量，它们在坐标轴上的分量均为直流量。图3-99中，单元6便能实现上述坐标变换，以硬件方式时可采用矢量处理器（专用集成芯片），它适用于交流电动机矢量调速系统，实现三相坐标系与直角坐标系之间的各种静止或旋转坐标变换，目前用得较多的有型号为AD2S100的芯片，它完成一次变换的时间为2μs。如图所示，单元6有两组输入信号：一组是来自电流互感器的三相电流瞬时值；另一组是来自单元5的同步信号u_y，单元5由锁相环和计数器组成，其输入是电网电压。单元6的输入量是I_d和I_q，它们分别是电流I_s在d轴和q轴的分量并可表示为

由此确定的电流分量直接作为电流反馈值与来自电压调节器的给定值相比较。由式（3-203）和式（3-204）可得两电流分量之间的关系为

由图3-99中单元4完成式（3-205）的运算，其输入信号一是相移角给定值φ₁^*（来自单元11），另一个是电流给定i_d^*（来自单元2），单元4的输出即为i_q^*。

由图3-99可见，电流调节器3的输出量i_d0和i_q0加到单元7的输入端，单元7的功能是实现单元6的反变换，因为单元6的变换完全是为了控制的需要，上述的电流直流反馈量I_d和I_q在物理上并不存在，因此必须再经过坐标变换，将单元3的输出量从二相旋转坐标系变回到三相静止坐标系，单元7也可用矢量处理器集成芯片实现，由图可见，其输入除单元3的输出之外，还有来自单元5的同步信号，其作用是使单元6和7的旋转速度与电网保持同步。

必须指出，上述坐标系变换也可以通过软件在微处理机或DSP上实现，但它们处理时间的典型值分别是100μs（μP）和40μs（DSP），这显然比AD2S100的2μs要长得多。

4.输出直流电压的估算

在电压型单相桥式PWM整流器的分析中，根据图3-77的矢量关系，采用平均值模型求得λ=1条件下输出直流电压的数学表达式，本小节将仿照电压型单相PWM整流器求出电压型三相桥式PWM整流器的直流电压的近似表达式。

（1）基波等效电路

由于K＞＞1，以及输入电感L_s的作用，网侧电流的谐波很小，故可近似认为网侧电流只含基波分量并见式（3-198）（各相电流均滞后于各相电压φ），假定：

1）网侧内阻r_s=0。

2）桥侧相电压基波分量均滞后于网侧相电压相同角度δ，并可分别表示为

根据以上假定，基波等效电路如图3-100a所示，图中是电网电压空间矢量，是网侧电流空间矢量，是u_s的基波电压空间矢量，而则是桥侧相基波电压空间矢量，由式（3-206）有

图3-100 三相PWM整流等效电路及矢量图

a）基波等效电路 b）φ＞0的矢量图

由此表明，桥侧相基波电压在α-β坐标系中以角速度ω随时间按逆时针方向旋转并与电网电压保持滞后一个角度φ。为了有助于了解图3-99的控制原理，将式（3-201）、式（3-202）和式（3-207）所示的矢量移入d-q旋转坐标系，并按图3-100a基波等效电路画出矢量关系图如图3-100b所示，各矢量在d-q轴上的投影即为水平分量和垂直分量，其模值可分别表示为

式中

X_s=ωL_s （3-216）

图3-100a中电压间矢量关系为

在图3-100b中U_s定向于d轴，其模值可表示为

U_m=U_sd+U_Ld=U_sd+I_sqX_s （3-218）

若网侧相移角φ=0，则图中△OBC与△OAC重合，即有I_sq=0，U_Ld=0，I_sd=I_m，U_sq=I_sd，X_N=U_Lq，U_sd=U_m，考虑式（3-208）有

（2）φ=0时输出电压U_d的估算

由图3-80c可见，桥侧各相电压对直流中性点O′的电压为双极性SPWM波，因三相平衡对称，下面以A相电压u_saO′为例，在K＞＞1、m≤1的条件下，u_saO′的单载波周期平均值近似等于其基波分量u_saO′1，即

根据图3-80a所示调制信号波形有

可以证明，与三相SPWM逆变器相仿，在三相SPWM整流器中，电网中性点O与直流中性点O′之间的电压u_OO′无基波分量，因此在基波分析中可用u_saO′1代替u_saO1，由式（3-206）有

考虑式（3-222）和式（3-224）应有

在φ=0条件下，由式（3-219）得

将式（3-226）代入式（3-225）可得

比较式（3-155）可见，三相PWM整流器输出直流电压的表达式与单相PWM整流器相似，因而在单相PWM整流器中使用的控制策略可以延用到三相PWM整流器中。

5.电流型单相桥式PWM整流器的控制方案

在电流型单相桥式PWM整流器中，被控变量为电网电流i_s和直流侧电流I_d。控制i_s的目的是使电网电流i_s实现正弦波，从而达到电网一侧为单位功率因数。控制I_d的目的是得到稳定的输出直流电流。

电流型单相桥式PWM整流器框图如图3-101所示。

从图3-101可以看出，该PWM整流器为双环控制系统。外环的控制变量为直流侧电流I_d，其反馈信号I_df与直流参考电流I_dO相比较，得到误差电流I_e，经调节器得到指令电流i_e^*，乘法器的输出为电网电流的指令电流i_s^*，其目的是电网电流i_s跟踪指令电流i_s^*，这是通过内环控制来实现的。内环的调节器调节电网电流的误差信号i_se得到调制电压u_R，相应改变了调制比m（m=u_R/u_c），从而控制输出直流电流I_d达到输出直流电压U_d稳定的目的。

图3-101 电流型单相桥式PWM整流器框图

6.电流型三相桥式PWM整流器的控制方案

电流型三相桥式整流器框图如图3-102所示。可认为它是三个电流型单相控制电路的组合。两者不同之处主要有以下两点：

1）以A相为准，三相调制信号的相位互差2π/3。

2）在三相PWM整流器中，PWM调制波合成器除具备单相PWM整流器中的PWM比较器的一般功能以外，还具备提供短路脉冲的功能。

除此之外，电流型三相桥式PWM整流器的控制电路的工作原理与电流型单相桥式PWM整流器的控制电路的工作原理基本相同。