RF基带接口设计面临的挑战与优化

在移动手机中，RF收发信机和BB管理器通常在单独的IC上实现。TRX IC通常包括模拟信号处理功能，而BBIC主要包含数字信号处理功能。因此，在接收和发射路径上，分别需要模拟/数字（Analog/Digital，A/D）和数字/模拟（Digital/Analog，D/A）转换器。在进行无线系统设计时，选择这些转换器的位置是非常关键的。如果转换器是在RF收发信机内实现的，则离散时域（数字的）数据将通过BB和TRX之间的接口进行传输。另一面，如果转换器是在BBIC内实现的，则接口是由连续时域（模拟的）的I/Q差分信号构成的。

图11-25给出了一个具有接收分集功能的模拟接口的典型实例。此处将移动手机设计为支持所有无线工作频段：在某个频段上的“3G”宽带码分多址（WCDMA）加上4个频段上的GSM。显而易见，需要进行24次独立互连操作。

图11-25 典型HSPA单频段3G、4重频段2G收发信机/模拟I/Q接口中的BB分块

虽然销售商已经实现了模拟接口的大规模生产，但是模拟接口解决方案面临着如下挑战和不足。庞大的互连引脚数会增加发射端和接收端的分组长度和成本，且会使印制电路板（Printed Circuit Board，PCB）选路变得复杂。这是一个特殊问题，因为敏感的模拟互连还需要特殊屏蔽措施以实现所需性能。因此，这些接口是专用的，迫使手机制造商成对地使用特殊的BB和RF设备。虽然一些IC销售商选择这种强制限制条件，但这对整个产业是一种伤害，因为它限制了产品竞争，且禁止在BB或RF端采用创造性方法。BB设备必须包含足够多的模拟模块，这势必会增大占模片区。

最后一点尤其重要，它包含了经济问题之外的其他问题。显而易见，占模片区增大将提高IC制造商的成本。同时，由于数字蜂窝中包含了越来越多的小型CMOS（Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧化半导体）处理器，因而这些模拟设计不会减少。因此，这些模拟设计所占的BBIC比重将会增加。此外，模拟电路的产量可能会低于数字电路，因而当模拟部分失效时，一个相当好的BB可能会被丢弃。另一个重要的问题是，在新型CMOS处理器上，模拟设计信息的提供通常会比数字设计信息晚——有时甚至晚很多。当新型CMOS处理器可用时，它迫使BB设计不得不等待，直到必要的设计信息可用且通过正式认证。在较新的CMOS处理器中，模拟设计变得越来越困难，而不是越来越简单。

综合考虑，显而易见，采用纯数字接口是最理想的，且能够为移动通信产业带来巨大利益。领导制定此类标准的主要组织是MIPI（Mobile Industry Proces-sor Interface Alliance，移动通信行业处理器接口联盟）^[12]。通过将“数字”和“RF”合并成一个新名词“DigRF^SM”，这种接口已经处于第三个演进阶段，见表11-15。

表11-15 DigRF版本演进情况

通过采用这些数字接口，可以将早期的框图修正为图11-26。取消模拟设计的双重目标（即降低BB设备的复杂性和将引脚数量减小到7个）都可以得到满足。对于DigRFSM v4来说，在20MHz LTE应用中，支持单天线接收链路所需的接口数据速率达到1248Mbit/s。

DigRF^SMv4面临的最大挑战是电磁干扰（Electromagnetic Interference，EMI）控制。对于DigRF v2和DigRF v3来说，EMI不是一个主要问题，因为这些接口的数据速率远低于移动设备的无线工作频率。考虑到LTE移动设备应用可能工作的所有频段，内部无线低噪声放大器（LNA）部分对700MHz～6GHz范围内的频率上的功率非常敏感。目前，DigRF^SMv4的数据速率和通用模式频谱发射已经超过了若干个移动设备工作频段的无线频率。这是一个大问题，从图11-29a中可以很明显地看出这一点。

在介绍EMI缓解技术之前，有必要知道RFIC物理打包处有多少信号隔离是可用的。采用EMI工程的术语表，LNA输出称为“受害者”，而接口称为“入侵者”。由图11-27a可以看出，将接口功率耦合到“受害者”LNA上有多条可能的路径。图11-27b给出了实际可用信号隔离的一个实例。

图11-26 采用DigRF^SMv4和TX分集技术的RF-BB数字接口应用实例(www.xing528.com)

A/D一模拟/数字转换器 D/A一数字/模拟转换器 SER一序列化 DESER一反序列化 DSP功能包括A/D、D/A、数字滤波和数字抽取滤波（针对RX）

图11-27 RFIC内的电磁干扰实例

分配给受害者输入引脚的入侵者噪声功率谱密度（PSD）最大值的上限可以使用特性曲线集得到，如图11-28所示。考虑到最坏情形，对于固有NF为3dB的蜂窝LNR，其NF可能会降低到3.5dB。根据这些图表，干扰噪声必须至少比kT本底低6dB，即功率谱密度等于或低于-180dBm/Hz。同样，对于固有NF为2dB的、更为敏感的GPSLNA，其NF可能会降低到0.25dB之下。综合评价这两种情形，我们得出结论，即对于蜂窝RX和GPS RX来说，其干扰噪声功率谱密度必须分别低于-180dBm/Hz和-184dBm/Hz。

图11-28 “受害者”LNA对其输入引脚处提供的附加噪声的响应

图11-29a～c中的极限曲线是建立在隔离模型与蜂窝LNA噪声容限组合的基础上的，图11-29a给出了非理想差分信号的效果图。因此，需要用到缓解技术来确保结果正确。首先，缓解技术使用的比特流转换速率控制机制，这可以大大改善效果，如图11-29b所示。其次，该技术提供了一种替代接口频率，如果移动产品受到来自于接口的杂散干扰，则可以转换到该频率工作。替代接口数据速率为1456Mbit/s，它在通过确保LNA工作频率接近接口频谱的零点频率，进而保护本地GPSRX输出的方面尤其有用。

图11-29 向DigRF/M-PHY接口增加EMI缓解特征后的效果

注：每个框图顶部的水平条表示电信标准中700MHz～6GHz受害者频段的位置

如图11-30所示，当接口比特率为1248Mbit/s时，采用一副天线、带宽为20MHz的LTE应用所需的接口占空比为70%。再加上LTE分集RX，所需的接口占空比将超过100%！一种解决方案是将比特率为1248Mbit/s的接口通道数量增加1倍。同时，对于那些EMI灵敏度不高的应用，将接口比特率提高1倍（即变为2496Mbit/s），以解决容量问题，但现在会形成一个接口频谱的主瓣，它横跨所有频段，包括高度敏感的GPS频段。

图11-30 净荷域长度为256bit、接口比特率为1.248Gbit/s时，DigRF^SM的接口占空比