IGBT基本特性简析

IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP型晶体管提供基极电流，使IGBT导通。反之，加反向栅极电压消除沟道，流过反向基极电流，使IGBT关断。IGBT的驱动方法和功率MOSFET基本相同，具有高输入阻抗特性。当功率MOSFET的沟道形成后，从P⁺基极注入到N^-层的空穴（少子），对N^-层进行电导调制，减小N^-层的电阻，使IG-BT在高电压时，也具有低的通态电压。

在通态中，IGBT可以按照功率MOSFET驱动的PNP型晶体管建模，假如发射极和集电极之间的压降不超过0.7V，即使栅信号让功率MOSFET沟道形成，集电极电流I_C也无法流通。当沟道上的电压大于V_GE-（th）时，电流处于饱和状态，输出电阻无限大。由于IGBT结构中含有一个双极型晶体管和一个功率MOSFET，因此它的温度特性取决于在属性上具有对比性的两个器件的净效率。功率MOSFET的温度系数是正的，而双极型晶体管的温度系数则是负的，V_CE（sat）描述了作为一个集电极电流的函数在不同结温时的变化情况，IGBT的工作特性包括静态和动态两类。

1.静态特性

IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。

（1）IGBT的转移特性

IGBT的转移特性是指输出集电极电流I_C与栅极和发射极之间电压V_GE的关系曲线。它与功率MOSFET的转移特性相同，当栅极和发射极之间电压小于开启电压V_GE（th）时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大部分集电极电流范围内，I_C与V_GE呈线性关系。最高栅极和发射极之间电压受最大集电极电流限制，其最佳值一般取15V左右。转移特性曲线如图2-5所示。IGBT能实现电导调制而导通的最低栅极和发射极之间电压V_GE（th），随温度升高而略有下降，在+25℃时，V_GE（th）的值一般为2～6V。

图2-5 转移特性I_C=f（V_GE）

（2）输出特性（伏安特性）

IGBT的伏安特性是指以栅极和发射极之间电压V_GE为参变量时，集电极电流与栅极电压之间的关系曲线。集电极输出电流受栅源电压V_GE的控制，V_GE越高，I_G越大。

在截止状态下的IGBT，正向电压由J₂结承担，反向电压由J₁结承担。如果无N⁺缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N⁺缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT的某些应用范围。IGBT的基本输出特性如图2-6所示。其分为三个区域：正向阻断区、主动区域（放大区）和导通区域（饱和区）。分别与GTR的截止区、放大区和饱和区相对应。V_CE＜0时，IGBT为反向阻断工作状态。在正向导通的大部分区域内，I_C与V_CE呈线性关系，此时IGBT工作于放大区内。对应着伏安特性明显弯曲部分，这时I_C与V_CE呈非线性关系，此时IGBT工作于饱和区。开关器件IGBT常工作于饱和状态和阻断状态，若IGBT工作于放大状态将会增大IGBT的损耗。

第一象限显示IGBT模块可以承受高截止电压和关断大电流。对于第一象限的阻断特性来说，更为精确一点的定义应该是“阻断状态”（类似于晶闸管中的定义），但这一概念在晶体管中极少被用到。可使用正向截止状态或（在不引起混淆的情况下）截止状态这个名称。

通过控制极的作用，IGBT可以由正向截止状态（图2-6中的工作点OP₁）转换至导通状态（OP₂）。在导通状态下，器件可以通过负载电流。两种状态之间的主动区域（放大区）在开关过程中被越过。

不同于理想开关，器件的正向截止电压与通态电流均为有限值。在正向截止状态下存在一个残余的漏电流（正向截止电流），它将在晶体管内引起截止损耗。在导通状态下，主电路端子之间存在着一个依赖于通态电流的残余压降，被称为通态压降，它将引起通态损耗。在静态导通状态下（不是在开关过程中）的最大通态损耗在输出特性中由表征通态损耗的双曲线给出。

第三象限显示IGBT模块的反向特性，其条件是主电路端子之间被加上一个反向电压。这一区域的特性由晶体管本身的性能（反向截止型，反向导通型）及IGBT模块中的二极管特性（与晶体管串联或反向并联）所决定。

图2-6 IGBT基本输出特性

（3）开关特性

IGBT的开关特性是指集电极电流与发射极电压之间的关系，IGBT处于导通状态时，由于它的PNP型晶体管为宽基区晶体管，所以其β值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过功率MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。此时，通态电压V_CE（on）可用下式表示：

V_CE（on）=V_j1+V_cr+I_CR_oh （2-6）

式中，V_j1为J₁结的正向电压，其值为0.7～1V；V_cr为扩展电阻R_dr上的压降；R_oh为沟道电阻。

通态电流I_CE可用下式表示：

I_CE=（1+β_pnp）I_mos （2-7）

式中，I_mos为流过功率MOSFET的电流。

由于N⁺区存在电导调制效应，所以IGBT的通态压降小，耐压1000V的IGBT通态压降为2～3V，IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。

IGBT关断速度的最大限制是N外延层（即PNP管的基区）中的少子寿命，因为这个基区不易受外电路影响，所以不能用外部驱动电路来缩短IGBT的开关时间。但是，因为PNP管采用伪达林顿接法，它没有存储时间并且它的关断时间远远大于深饱和状态的PNP管。虽然如此，在许多高频设备中IGBT仍然不适用。

由于基区内的存储电荷引起IGBT关断时电流波形出现延迟脉冲，使IGBT的电流不能迅速降低到空穴复合电流。这样不仅增加了关断损耗，而且在半桥式电路中，为了避免两只IGBT同时导通，必须在两只IGBT导通时间之间增加死区时间。

传统的减少少子寿命的工艺和加入收集少子的N+缓冲层，通常可缩短复合时间。但是这样由于PNP管的增益降低，导致IGBT电压降增加。减少少子寿命的工艺将造成IGBT出现准饱和导通状态，这样导通损耗将大于关断损耗。因此，PNP管的增益一方面受电导和导通损耗的限制，另一方面也受锁定状态的限制。像所有的少子器件那样，IGBT的开关性能将随温度升高而降低。

2.IGBT的动态特性

动态特性是指IGBT在开关期间的特性，鉴于IGBT的等效电路，要控制这个器件，必须驱动功率MOSFET器件。这就是说，IGBT的驱动系统实际上应与功率MOSFET的相同，而且复杂程度低于双极驱动系统。当通过栅极提供栅正偏压时，在功率MOSFET部分形成一个N沟道。如果这一电子流产生的电压处于0.7V范围内，PN结则处于正向偏压控制，少数载流子注入N区，形成一个空穴双极流。导通时间是驱动电路的输出阻抗和施加的栅极电压的一个函数。通过改变栅电阻R_G值来控制IGBT的速度是可行的，通过这种方式，输出寄生电容C_ge和C_gc可实现不同的电荷速率。换句话说，通过改变R_G值，可以改变与R_G（C_ge+C_gc）值相等的寄生净值的时间常量，然后改变dv/dt。di/dt是R_G的一个函数，栅电阻对IGBT的导通速率的影响是很明显的。因为R_G数值变化也会影响dv/dt斜率，因此R_G值对功耗的影响很大。当发送到栅极的信号降低到密勒效应初始值时，V_CE开始升高。如前所述，根据驱动器的情况，V_CE达到最大电平而且受到寄生电容C_ge和C_gc的密勒效应影响后，电流不会立即归零，相反会出现一个典型的尾状，其长度取决于少数载流子的寿命。

在IGBT处于正偏压期间，这些电荷被注入到N区，由于寄生电容C_ge和C_gc的存在，IGBT的动态特性受到寄生电容C_ge和C_gc的密勒效应影响。降低这种有害现象有多种方式。例如，可以降低导通期间从P+基片注入的空穴数量的百分比，同时通过提高掺杂质水平和缓冲层厚度来提高重组速度。由于V_CE（sat）增高和潜在的锁定问题，这种排除空穴的做法会降低电流的处理能力。

（1）IGBT的开通过程

IGBT的开通过程与功率MOSFET的相似，因为在开通过程中IGBT在大部分时间作为功率MOSFET运行，如图2-7所示。由于IGBT中双极型PNP晶体管的存在，虽然具有电导调制效应的优点，但也引入了少子储存现象，因而IGBT的开关速度低于功率MOSFET。IGBT的击穿电压、通态压降和关断时间也是需要折中的参数。IGBT的开通过程的时间参数有：

1）开通延迟时间t_d（on），指从V_GE上升至其幅值10%的时刻起，到I_C上升至10%I_CM的时间。

2）电流上升时间t_r，指I_C从10%I_CM上升至90%I_CM所需时间。

图2-7 IGBT的开关过程

3）开通时间t_on：开通时间t_on为开通延迟时间与电流上升时间之和，即t_on=t_d（on）+t_r，V_CE的下降过程分为t_fV1和t_fV2两段。t_fV1是IGBT中功率MOSFET单独工作的电压下降过程；t_fV2是功率MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。

IGBT在开通过程中大部分时间是作为功率MOSFET来运行的，只是在漏源电压V_ds下降过程后期，PNP晶体管由放大区至饱和区，又增加了一段延迟时间。实际应用中常给出的集电极电流开通时间t_on，即为t_d（on）和t_ri之和。

（2）IGBT的关断过程

IGBT的关断过程的时间参数有：

1）关断延迟时间t_d（off），指从V_GE后沿下降到其幅值90%的时刻起，到I_C下降至90%I_CM的时间。

2）电流下降时间t_f，指I_C从90%I_CM下降至10%I_CM所需时间。

3）关断时间t_off，指关断延迟时间与电流下降时间之和，即t_off=t_d（off）+t_f，电流下降时间又可分为t_fi1和t_fi2两段。t_fi1是IGBT内部的功率MOSFET的关断过程，I_C下降较快；t_fi2是IGBT内部的PNP型晶体管的关断过程，I_C下降较慢。

IGBT在关断过程中，集电极电流的波形变为两段。因为功率MOSFET关断后，PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成集电极电流较长的尾部时间，实际应用中常常给出集电极电流的下降时间t_f，由图2-7中的t_fi1和t_fi2两段组成，而漏极电流的关断时间为

t_（off）=t_d（off）+t_rV+t_（f） （2-8）

式中，t_d（off）与t_rV之和又称存储时间。

（3）导通特性

从IGBT的等效电路可以看出，IGBT两端的电压降是两个器件的压降之和，PN结的结压降和驱动功率MOSFET两端的压降。因此，与功率MOSFET不同，IGBT的通态压降不可能低于二极管导通压降。另一方面驱动的功率MOSFET具有低压功率MOSFET的典型特性，它的电压降与栅极驱动电压有密切关系。当电流接近额定值时，栅极电压增加时，集电极-发射极之间的电压将下降。这是因为在器件工作范围内，PNP管的增益随电流增加而增加，使栅极电压增加引起沟道电流增加，因此PNP管两端的电压减小，这一点与高压功率MOS-FET差别很大。

作为伪达林顿接法的后级，PNP管绝不能深饱和，因此它的电压降高于深饱和PNP管，其原因是IGBT的发射极覆盖了芯片的全部面积。因此，IGBT的注入效率和导通压降都比同面积的双极型晶体管好得多。对器件设计来说，有两种减小导通压降的方法可供选择。

1）减小功率MOSFET的通态电阻，可通过增加芯片面积和组装密度来实现。

2）增加PNP管的增益，这个方法也受锁定因素的限制。

电导调制对导通压降有巨大影响，当器件的电流不同时，温度对导通压降的影响也不相同。这是因为电流较大时，二极管压降的温度系数由原来的负值变为正值。另一方面，功率MOSFET的压降的温度系数值为正值。在不同电流和温度时，两个器件的压降不同，使IGBT与功率MOSFET压降的差别更大。此外，电导调制还可以基本上消除器件的额定电压对导通压降的影响。表2-2列出了电流相同的四种额定电压的IGBT的导通电压值。

表2-2 导通压降与额定电压的关系

（4）栅极特性

IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离，由于此氧化膜很薄，其击穿电压一般只能达到20～30V，因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压，但栅极连线的寄生电感和栅极—集电极间的电容耦合，也会产生使氧化层损坏的振荡电压。为此通常采用绞线来传送驱动信号，以减小寄生电感，在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。

由于IGBT的栅极-发射极和栅极-集电极间存在着分布电容C_GE和C_GC，以及发射极驱动电路中存在有分布电感L_e，受这些分布参数的影响，使得IG-BT的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同，并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。这可以用带续流二极管的电感负载电路得到验证，IGBT开关等效电路和开通波形如图2-8所示。

在t₀时刻，栅极驱动电压开始上升，此时影响栅极电压V_GE上升斜率的主要因素只有R_G和C_GE，栅极电压上升较快。在t₁时刻达到IGBT的栅极门槛值，集电极电流开始上升。从此时开始有两个原因导致V_GE波形偏离原有的轨迹。

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图2-8 IGBT开关等效电路和开通波形

a）等效电路 b）开通波形

1）发射极电路中的分布电感L_e上的感应电压随着集电极电流I_C的增加而加大，从而削弱了栅极驱动电压，并且降低了栅极-发射极间电压V_GE的上升率，减缓了集电极电流I_C的增长。

2）影响栅极驱动电路电压的因素是栅极-集电极电容C_GC的密勒效应。t₂时刻，集电极电流达到最大值，进而栅极-集电极间电容C_GC开始放电，在驱动电路中增加了C_GC的容性电流，使得在驱动电路内阻抗上的压降增加，也削弱了栅极驱动电压。显然，栅极驱动电路的阻抗越低，这种效应越弱，此效应一直维持到t₃时刻，V_CE降到零为止。它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。在t₃时刻后，I_C达到稳态值，影响栅极电压V_GE的因素消失后，V_GE以较快的上升率达到最大值。

由图2-8中波形可看出，由于L_e和C_GC的存在，在IGBT的实际运行中V_GE的上升速率减缓了许多，这种阻碍驱动电压上升的效应，表现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。为了减缓此效应，应使IGBT的L_e和C_GC及栅极驱动电路的内阻尽量小，以获得较快的开通速度。

IGBT关断时的波形如图2-9所示。t₀时刻栅极驱动电压开始下降，在t₁时刻达到刚能维持集电极正常工作电流的水平，IGBT进入线性工作区，V_CE开始上升，此时栅极-集电极间电容C_GC的密勒效应支配着V_CE的上升，因C_GC耦合充电作用，V_GE在t₁～t₂期间基本不变，在t₂时刻V_GE和I_C开始以栅极—发射极间固有阻抗所决定的速度下降，在t₃时，V_GE及I_C均降为零，关断结束。

由图2-9可看出，由于电容C_GC的存在，使得IGBT的关断过程也延长了许多。为了减小此影响，一方面应选择C_GC较小的IGBT器件；另一方面应减小驱动电路的内阻抗，使流入C_GC的充电电流增加，加快了V_CE的上升速度。

图2-9 IGBT关断时的波形

在实际应用中，IGBT的V_GE幅值也影响着饱和导通压降：V_GE增加，饱和导通电压将减小。由于饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一，因此必须尽量减小。通常V_GE为15～18V，若过高，容易造成栅极击穿。一般取15V。栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。理论上V_GE≥V_GE（th），IGBT即可开通，一般情况下V_GE（th）=5～6V。当V_ge增加时，通态压降减小，通态损耗减小，但IGBT承受短路电流能力减小；当V_GE太大时，可能引起栅极电压振荡，损坏栅极；当V_GE减小时，通态压降增加，通态损耗增加，但IGBT承受短路电流能力提高。

为获得通态压降最小，同时IGBT又具有较好的承受短路电流能力，通常选取V_GE≥D×V_GE（th），系数D=1.5、2、2.5、3。当V_GE（th）为6V，系数D分别为1.5、2、2.5、3时，V_GE则分别为9V、12V、15V、18V；一般栅极驱动电压V_GE折中取12～15V为宜，12V最佳。IGBT关断时，栅极加负偏压，提高抗干扰能力，提高承受dv/dt能力，栅极负偏压一般为-10V。

IGBT的MOS沟道受栅极电压的直接控制，而功率MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流，使得IGBT的开通特性主要决定于它的功率MOSFET部分，所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率，少子的复合受功率MOSFET的关断影响，所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。

在高频应用时，驱动电压的上升、下降速率应快一些，以提高IGBT开关速率降低损耗。在正常状态下IGBT开通越快，损耗越小。在开通过程中，如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流，则开通越快，但IGBT承受的峰值电流也越大，越容易导致IGBT损坏。此时应降低栅极驱动电压的上升速率，即增加栅极串联电阻的阻值，抑制该电流的峰值。其代价是较大的开通损耗。改变栅极串联电阻的阻值，开通过程的电流峰值可以控制在任意值。

由以上分析可知，栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大，而对关断过程影响小一些，串联电阻小有利于加快关断速率，减小关断损耗，但过小会造成di/dt过大，产生较大的集电极电压尖峰。因此，对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。

栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响，电阻值过小时会造成脉冲振荡，过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。当R_G增大时，可抑制栅极脉冲前后沿陡度和防止振荡，减小开关di/dt，减小IGBT集电极尖峰电压；但IGBT开关时间延长，开关损耗加大。当R_G减小时，减小IGBT开关时间，减小开关损耗；但当R_G太小时，可导致G-E之间振荡，IG-BT集电极di/dt增加，引起IGBT集电极尖峰电压，使IGBT损坏。应根据IGBT电流容量和电压额定值以及开关频率选取R_G值，如10Ω、15Ω、27Ω等。并在G-E之间并联一数值为10kΩ左右的R_GE。

IGBT的栅极输入电容C_GE随着其额定电流容量的增加而增大，为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率，对于电流容量大的IGBT器件，应提供较大的前后沿充电电流。为此，栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。

（5）交换特性

由于IGBT一般用于起交换作用的用途，因此充分理解开通和关断时的交换特性非常重要。另外，由于该特性随各种参数而变化，因此有必要在考虑该特性的前提下进行装置的设计。交换特性可以大致分为交换时间和交换损耗两方面。首先，图2-10所示为交换时间的定义。有t_on、t_r、t_r（i）、t_off、t_f、t_rr、I_rr七个项目。由于交换时间随集电极电流、温度（T_j）、栅极电阻R_G的变化而变化，设计装置的时应充分考虑。例如，在交换时间（特别是t_off）变长的条件（R_G较大等）下使用，可能出现由于空载时间不足而引发串联支路短路（即在一头的IGBT关断前，另一头的IGBT已经导通，从而流过过大的电流）等不良情况，从而导致IGBT损坏。另外，也可能在t_r过短的条件下（由于R_G过小等原因）使用，瞬态的电流变化（dI_C/dt）变大，由于电路中的电感（L_S）而产生的尖峰电压（L_S dI_C/dt）超出了反偏安全工作区（RBSOA）范围而导致IGBT损坏，需要充分注意。

图2-10 交换时间定义

另外，交换损耗（E_on、E_off、E_rr）是在IGBT交换时（开通、关断时）发生的。该特性如图2-11、图2-12所示，交换损耗根据温度（T_j）、I_C、R_G而变化。其中特别是对R_G的选定非常重要，如果过大，不但交换损耗变大，而且容易引起前面所述的由于空载时间不足而产生串联支路短路。

图2-11 交换损耗

图2-12 交换损耗（R_C）

在设计中，为了使交换损耗降到最低，而将R_G变小时有可能出现的激烈的尖峰电压（L_SdI_C/dt）问题。从这里看出，选定R_G受主电路电感（L_S）的影响。由于该数值越低，选定R_G就变得越容易（即使R_G小，尖峰电压也不容易出现），因此尽量将L_S的值设计得小一些。另外，选定R_G时必须考虑与IGBT的驱动电路中电容的协调性。

（6）电容特性

图2-13所示为IGBT栅极充电电量Q_g的特性。该特性表示了相对于栅极充电电量Q_g，集电极-发射极间的电压（V_CE）和栅极-发射极间的电压（V_GE）变化。由于Q_g增加表示IGBT的G—E间的电容中有电荷被充入，一旦Q_g充电，V_GE（Q_g/C—E间电容）上升，IGBT即开通。当IGBT开通时，V_CE也随之下降到通态电压。如上所述的栅极充电电量Q_g表示了驱动IGBT所需的电荷量。在驱动电路设计中应充分利用该特性。

图2-14所示为IGBT的各结电容的特性，在图2-15中，C_ies是指栅极—发射极间的输入电容，C_oes是指集电极-发射极间的输出电容，C_res是指集电极-栅极间的反向传输电容。在IGBT驱动电路设计中应充分利用上述特性和Q_g特性。

图2-13 栅极充电电量（Q_g）的特性

图2-14 IGBT各结电容的特性

（7）内置二极管（FWD）特性

在IGBT模块中，高速二极管（下称FWD）与IGBT反并列连接，内置于模块中。该FWD具有图2-16所示的V_F-I_F特性和图2-17所示的反向恢复特性（t_rr、I_rr）、以及图2_-11、图2-12所示的反向恢复工作时交换损耗（E_rr）特性。另外，由于FWD的特性随集电极电流、温度、R_G等因素变化，在电路设计中需要加以注意。

图2-15 IGBT结电容

图2-16 V_F-I_F特性

图2-17 反向恢复特性

（8）瞬态热阻特性

图2-18所示为温度上升时的瞬态热阻特性（该特性为IGBT、FWD每一个元件的特性）。该热阻是在进行热分析时经常使用的特性，被定义为类似于电阻的欧姆定律的公式：

ΔT=R_thP_W （2-9）

式中，ΔT为温度差（℃）；R_th为热阻（℃/W）；P_W为能量（损耗）（W）。

（9）IGBT并联电流分配的关系

图2-18 瞬态热阻特性

IGBT并联连接时理想的配线方法是“均一并且最短”，从装置的量产化观点来看，很难完全满足这个要求。因此，需要尽可能地向接近理想化方向开展工作，为此，IGBT模块在并联连接时，受栅极电路配线的电感和IGBT的输入电容的影响，栅极电压上升时有时会产生寄生振荡，为了防止这种振荡，要在IGBT各栅极上串联栅极电阻。驱动电路的发射极配线被连接在与主电路不同的位置时，并联连接的器件的瞬态性电流分配（特别是开通时）变得不均衡。然而，在IGBT模块中设置了驱动电路的辅助发射极端子，只要使用这个端子，驱动配线便能够均等配线，能够抑制由驱动电路的配线而引起的瞬态性电流不均衡。另外，从器件引出的配线应从中央部伸出，紧密拧成一体，尽量远离主电路配线，布局时注意避免相互受到感应。

当主电路配线的电阻部分和电感部分不均等的时候，并联连接的元件的电流分配会产生不均衡。另外，如果主电路配线的电感部分大，IGBT关断时的浪涌电压将变大。因此，为了减低配线的电感和平衡各IGBT模块的温度，应考虑将并联连接的IGBT模块尽可能紧密地配置，配线要尽可能均等化。另外，将集电极和发射极的伸出线从中央部位伸出，为避免相互感应，伸出线不要与集电极和发射极的配线平行配线。

图2-19 V_CE（sat）的不均性和电流分配的不均衡的关系

V_CE（sat）的不均性是器件本身的特性，是影响电流分配的因素。n个器件并联连接时，设可流过的最大电流集中流过1个元件的情况作为最坏的条件，则

在此，可以表示为

在此，I_C（max）表示器件额定值或发生损耗所容许的每个器件的最大电流，由于发生的损耗因使用条件（交换频率、驱动条件、散热条件、缓冲条件等）的不同而有差异，设计中需要特别注意。

比如α=16%、I_C（max）=200A、n=4时，可计算出ΣI=634.4A，设计时，并联连接的全电流不要超过该ΣI。即使n=4，也不是单纯地ΣI=200A×4=800A。

图2-19所示为V_CE（sat）的不均性和电流分配的不均衡的关系，U系列IGBT与N系列IGBT输出特性比较如图2-20所示，由于其输出特性的温度系数为正特性，因此与N系列的IGBT相比，电流不平衡率α变小了。